多路输出反激式开关电源设计

多路输出反激式开关电源设计内容摘要：

若无气隙，磁心一旦存储少许能量就容易达到饱和。 但对应所需 r 值，还应确保 L 值大小。 故若所加气除太大，则必然导致匝数增多 — 这将增大绕组的铜耗。 另外，增加匝数将使绕组占用更大的窗口面积。 故此时必须就实用进行折中选择，通常采用如下公式 (一般应用于铁氧体磁心 .且适用于所有拓扑 )   cmfPr rVe NI (317) 其中 f 的单位为 KHZ 设计变压器时，因需降低高颇铜耗、减小变压器体积等各种原因，通常将 r 值设定为 左右。 由此可得   332 1 0 cmcmVe  (318) 于是开始选取这个体积 (或更大 )的磁心。 在 El40 中可以找到，其等效长度和面积在它的规格说明中己给出 cmAe (319) 南通农业职业技术学院学生毕业论文 9 cmle  (320) cmlAeVe e  (321) 稍大于所需尺寸，但刚好满足要求。 电压相关方程 TNALIB (322) 使 B 与 L 相关联。 由于给定频率的 r 和 L 表达式等效 ,故结合这些公式，磁通密度变化取最大值 (通过 r),即可得到非常有用的关于 r(为 MKS 制单位 )的电压相关方程式 fAeB DVrN PKON    221 (323) 所以若无材料的磁导率、磁隙等信息。 只要已知磁心面积 Ae 与其磁通密度变化范围，仍能得到所求的匝数值。 对于大多数的铁氧体磁心 ,不管有无磁隙。 磁通密度变化都不能超过。 所以求解 N 为 (此处 N 为 np，一次绕组匝数 ) 31 21 34    N匝 (324) 5V 输出的二次绕组匝数为 3 5  nnn ps匝 (325) 匝数值需为整数，但若将其约等于 1 匝将会导致产生较大的漏感，所以一般取匝数值为 sn =2 匝 (326) 根据相同的变比 (VOR 不变 )  nnn sp 匝 (327) 15V 输出绕组匝数通过计算 得 67 115_  A U Xsn匝 (328) 其中假定 5V 输出二极管有 的压降 ,15V 输出二极管有 1V 压降。 实际磁通密度变化范围再根据电压参数方程，解得 B 为 TfAen DVrB pONPK    221 (329) 但事实上并非必须使用以上方程计算。 因为我们知道 BPK 与匝数成反比。 所以如果已知 31 匝对应 ，则对应 46 匝的 Bpk 应等于 (保持 L、 r 不变 ) TBPK 20  (330) 磁通密度的摆幅与幅值的关系为 南通农业职业技术学院学生毕业论文 10 TBr rB PKAC 1222△B  (332) 如果开始将磁通密度变化设定为 ，当二次匝数约成整数后 (只进位不舍去 )，很有可能得到较小的磁通密度变化，如上所述。 由此所得值不但可预期估算，而且可接受。 但注意到电源电压上升或下降时，变换器继续穗压的同时，磁通密度变化范围将变得更大。 这就是为何需准确设定 最大的占空比和 (或是 )电流限制，否则变压器或电感会饱和，开关将会被损坏。 具有快速电流控制和快速开关的高性价比反激变换器设计。 允许峰值磁通密度变化取为。 但一般实际工作磁通密度变化范围为 或是更少。 磁隙 最后 ,必须要考虑到材料的磁导率， L 与磁导率相关的方程有 HNleZL 2μ μ 0A e1  (333) 其中 z 为气隙系数 le lslez μ (334) 22 47620 1Aeμμ1     NleLz 所以 z = 最后，求解气隙长度 )2020( glz  (335) mmlg  (336) 由于 EI40 是在两边磁柱上播入气隙，则两边 的气隙垫片就必须为上述计算值的一半，这样才能得到所需要的总气隙长度。 控制芯片选择 开关电 源的控 制核 心是 PWM 控制 芯片 ，这个 芯片 有很 多选择。 有UC184x/284x/384x三个大系列，分辨对应不同的工作温度范围， UC184x是军用的，UC 284x是工业级的， UC384x是商品级的。 因此，肯定选择 UC384x系列。 在同一级别里，分别有 UC3842, UC3843, UC3844, UC3845四个型号，如表 31所示。 在单端反激的结构中，由于变压器绕组的反电动势存在，作为开关管在关断时需要承受 的电压为 : qUinUDS 1 (337) 南通农业职业技术学院学生毕业论文 11 其中 q 表示占空比。 表 31 UC384x 系列芯片 型号 工作电压 最大占空比 UC3842 10～ 16V 95% UC3843 ～ 95% UC3844 10～ 16V 50% UC3845 ～ 50% 从公式（ 337）中可以看出随着占空比的提高开关管的耐压要求 会变得很高。 在晶体管时代（ BJT）找到耐压超过 800V 的大功率管子是很困难的事，而网电的220 在考虑 20%的波动再整流滤波后会达到接近 400V，在 50%占空比的时候开关管的耐 压要求已经达到 800V，因此几乎所有的资料中对单端反激结构的占空比的设计都是 45%。 UC3844 相对于同系列的 UC384x，最大的优点是占空比不超过 50%，防止开机瞬间或负载短路时，变压器可能出现的饱和现象。 这样外围只需要很少的元件就可以构建一个简单的开关电源。 PWM 控制芯片 UC3844 的框图，如图 32 所示： 5 . 0 V参 考V c c欠 压 锁 定V r e f欠 压 锁 定振 荡 器触 发 器锁 存 脉宽 调 制V c7 ( 1 1 )6 ( 1 0 )5 ( 8 )3 ( 5 )输 出电 源 地电 流 取 样地 5 ( 9 )V c c 7 ( 1 2 ) V r e f8 ( 1 4 )R T C T4 ( 7 )电 压 反 馈 2 ( 3 )1 ( 1 )输 出 比 较误 差 放 大 器RR+_括 号 内 的 数 字 是 D 后 缀 S O 1 4 封 装 的 管 脚 号 图 32 UC3844 的简化框图 UC3844 系列是专门设计用于离线和直流到直流变换器应用的高性能，固定频率，电流模式控制器，为设计者提供使用最少外部元件的高性能价格比的解决力一案。 管脚功能如表 32 所示。 南通农业职业技术学院学生毕业论文 12 表 32 UC3844 系列管脚功能 管脚 功能 说明 8管脚 14管脚 1 1 补偿 该管脚为误差放大输出，井可用于环路补偿。 2 3 电压反馈 该管脚是误差放大器的反相输入，通常通过一个电阻分压器连至开关电源输出。 3 5 电流取样 一个 正比于电感器电流的电压接到这个输入，脉宽调制器使用此信息中止输出开关的导通。 4 7 RT/CT 通过将电阻 RT 连至 Vref 并将电容 CT连至地，使得振荡器频率 和最大输出占空比可调。 工作频率可达 MHZ. 5 地 该管脚是控制电路和电源的公共地 (仅对 8 管脚封装而言 ) 6 10 输出 该输出直接驱动功率 MOSFET的栅极，高达 的峰值电流由此管脚拉和灌，输出开关频率为振荡器频率的一半。 7 12 Vcc 该管脚是控制集成电路的正电源。 8 14 Vref 该管脚为参考输出，它经电阻 RT 向电容 CT 提供充电电流。 8 电源地 该管脚是一个接回到电源的分离电源地返回端(仅对 14 管脚封装而言 )，用于减少控制电路中开关瞬态噪声的影响。 11 Vc 输出高态 (VOH)由加到此管脚的电压设定 (仅对14 管脚封装而言 )。 通过分离的电源连接，可以减小控制电路中开关瞬态噪声的影响。 9 地 该管脚是控制电路地返回端 (仅对 14 管脚封装而言 )，并被接回电源地。 2,4,6,13 空脚 无连接 (仅对 14 管脚封装而言 )。 这些管脚没有内部连接。 控制芯片驱动电路及定时电阻电容计算 UC3844 驱动电路 UC3844 的启动电压为 +16V,电源开启后，交流电经过整流滤波后得到的直流电，通过电阻的降压后给 C18 充电，一旦 C18 的电压达到 16V，芯片启动产生波形驱动信号，经串联在 MOSFET 栅极的阻尼电阻（阻尼电阻可防止开关管自激振荡），驱动开关管的开关。 电源进入正常工作，变压器的副边绕组的产生的交流电经 D8整流滤后为芯片供电。 首先要解决的就是 PWM 芯片的供电问题，对于 UC3844 这款芯片来说，常用的供电电路是这个样的：整流后的输入电压通过一个大阻值的电阻 R4 向芯片供 电，当电源开始工作以后，由馈电绕组 T2 接替向芯片供电的任务。 为了使芯片正常工作，第一就是要选择一个合适的大阻值的电阻向芯片供电。 先要了解一下一些已知条件：芯片的工作电压是 10～ 16V，要使芯片开始工作必须南通农业职业技术学院学生毕业论文 13 使芯片的供电电压达到 16V 以上；芯片的一般工作电流是 10mA，待机电流是 （ 是最大值，标准值是 ）；芯片的最大工作电压是 36V，芯片内部有一个 36V 的稳压二极管，齐纳电流是 20mA； D 2 0R43 9 K / 2 WV C CO U TV R E FR T / C TV F BI S E NC M P E NG N D76842315P O W E R13C1 8 C 1 9D 8D 1 0I N 5 8 1 9R 1 22 2D R I V E RU C 3 8 4 4R 1 6 5 . 1 KC 2 6 2 2 0 0 P FC 2 5 1 0 n FV r e f 图 33 UC3844 的驱动电路 先考虑最坏情况下，芯片不能损坏的电阻值：也就是输入电压最高、馈电绕组没有正常进入工作，此时输入电压加到芯片上和稳压二极管上，在 30mA 的电流下不能超过 36V。 假设电源电压是 220+10%，则整流滤波后的直流电压是 342V，则电阻值 R 的取值就是： KR 101 0 2 0 61030 363 4 2 3    （ 338） 也就是说电阻的取值最小不能小于 10K； 接下来考虑这个电阻取值的最大值，这个最大值要保证芯片供电引脚上的电压在输入电压最小值时能满足启动要求的 16V，也就是说供电电流大于 时芯片仍能得到 16V 的电压。 假设电源电压是 22010%，则整流滤波后的直流电压是 198V，则电阻值 R 的取值就是： KR 36 41036 1619 8 33    （ 339） 即电阻的取值应该在 10K～ 364K 之间。 上面是极限值的计算，接下来计算比较一般的情况，假设馈电绕组正常，为了让电路在馈电支持。