led照明驱动开关电源设计毕业论文

led照明驱动开关电源设计毕业论文内容摘要：

，其差值经过比较 放大器放大，使脉宽调制器输出脉冲的宽度变宽，因而 BG 导通时间加长， N1中储能增大，于 是输出电压升高，以补偿其下降部分。 反之，当输出电压升高时，脉宽调制器输出脉冲的宽度变窄，因而导通时间缩短， N1 中储能减小，于是输出电压降低，以补偿其上升部分 [12]。 正激电路原理图如图 44 所示，正激电路和反激电路相比，变压器 T 的次级绕组 IV，的极性连接正好相反，它是在 BG 导通时通过 Dl向负载传递能量并在电感 L 中储能。 在 BG 截止时 q 截止， N2 相当于开路，此时 L 中储能通过续流二极管 D：向负载释放。 XVI 图 44 正激电路原理 图 45 正激变换器工作波形 正激电路的稳压原理是：当输出 电压 U。 降低时，控制电路的输出脉冲变宽，BG 导通时间加长，输出电压升高，以补偿其下降部分，当输出电压 U。 上升时，控制电路的输出脉冲变窄， BG 导通时间缩短，输出电压降低，以补偿其上升部分。 典型的半桥式变换电路如图 46 所示。 图 46 典型板桥市变换电路 半桥式变换电路是双端电路，在一个周期内， BGl 和 BG2 交替导通，其集电极电位一个上升，另一个则下降。 随着 BGl和 BG2 的导通和截止，在电容 C1和 C 上极性相反的电压分别施加于开关变压器初级绕组上。 变压器初级在整个周期内都有电流流过，磁芯得到 了充分利用，晶体管 BGl 和 BG2 的集电极与发射极峰值电压要求较低， 2UCE=EC。 主要缺点是晶体管流过的电流较大，与推 XVII 挽式电路相比，要输出相同功率，晶体管必须流过两倍的电流。 这种电路另一个优点是，为了避免磁饱和，通过耦合电容 e 的作用可以自动修正，也就是说具有抗不平衡的作用。 但是耦合电容 C3 要选的合适，不然效果不佳。 图 47 半桥式变换器工作波形 图 48 全桥是变换器原理电路 典型的全桥式电路如图 48 所示。 这种电路每半周期两个晶体管同时导通，如 BGl、 BG4 或 BG BG3。 使开关变 压器初级绕组在一个周期内交替受到极性相反的输入电压激励。 开关变压器的次级绕组经过整流和滤波，输出所需要的直流电压。 其主要优点是：晶体管集电极与发射极峰值电压要求较低， ECE=1/2EC，并且每个晶体管流过的电流比半桥小 50％。 但它主要缺点是需要四只晶体管，及四组相互隔离的晶体管驱动电路，使控制驱动电路成本增大，而且不象半桥电路那样具有抗不平衡的能力。 XVIII 图 49 全桥式变换器工作波形 图 410 推挽式变换器原理 推挽式变换电路实际上是由两个正激式变换电路所组成，只是它们工作时相位相反。 基本的推挽式电路结构如图 410 所示。 在每个周期里， BGl 和 BG2 交替导通，其集电极电位一个上升，另一个下降，形成推挽式动作，使开关变压器 T 具有中心抽头的初级绕组的两个异名端分别被激励，在各自的半个周期内，分别把能量传递给负载。 这种电路每个晶体管流过的平均电流比同等的单端正激式电路减少 50%。 但是这种电路还是很少被采用，主要原因有两个：一是受开关晶体管电压额定值的限制，理论上晶体管集电极与发射极的峰值电压应为坼 r= 耳，但实际上在正式产品中，假如不能保证 ECE=，产品损坏率将会增高， 这样有可能选不出合适的晶体管：二是变压器的磁芯饱和问题。 由于推挽式电路的特殊结构，极易发生磁饱和，为了避免饱和现象，要增加相应的辅助电路，并要求两只晶体管的特性参数高度一致，这很难办到。 XIX 图 411 推挽式变换器工作波形 双极性变换器电源 (推挽、半桥、全桥 )的稳压原理是这样的：若由于某种原因 (例如输入电网电压的变化或输出端伏在的变化 )使输出电压变化△ U，则△ U，经脉宽控制电路处理后就产生宽度可变的控制脉冲，驱动开关晶体管，实行功率变换，其输出也是改变了脉冲宽度的方波电压，从而使输出电压回到额定值电压砜。 这类开关电源是通过改变脉冲宽度或占空比来实现稳压的。 假定输出电压平均值为‟，方波电压的幅值为 U，并且忽略电路的内阻，那么从图 20 可以看出砜和 U，有如下关系 图 412 输出电压与幅值关系 开关电源变压器的工作状态与开关型功率变换器的电路形式有关，一般根据功率大校，使用要求，采用不同形式的功率变换器。 不同的电路形式，开关电源变压器工作状态也不同，对开关电源变压器提出了不同的设计要求。 就输出功而言，全桥式最大，推挽式次之，半桥式居中，单端正激式和反激式输出功率最小。 就开关晶体管个数 而言，推挽式和半桥式有两个晶体管，全桥式四个，单端正激 XX 式和反激式各一个。 就效率而言，以 E133 变压器为例，在工作频率为 50kHz、温升 500C 时，全波～全波的效率为 ，桥式～全波的效率为 ，桥式～桥式的效率为。 各种电路的比较 电路 优点 缺点 功率 适用场合 反激 电路简单，成本很低，可靠性高，驱动电路简单 适合小功率，变压器单向激磁，利用率低 几瓦～几十瓦 小功率电子设 备、计算机设 备、消费电子 设备电源。 正激 电路较简单，成本低，可靠性高 ，驱动电路简单 变压器单向激 磁，利用率低 几百瓦～几千瓦 各种中、小功 率电源 全桥 变压器双向激磁，没有变压器偏磁问题，开关较少，成本低 有直通问题， 可靠性低，需 要隔离驱动电 路 几 百 瓦～十 几千瓦 各种工业用电 源，计算机电 源等 半桥 变压器双向激磁，容易达到大功率 结构复杂，成 本高，有直通 问题，可靠性 低，需要复杂 的多组隔离驱 动电路 几百瓦～几百千瓦 大功率工业用 电源、焊接电 源、电解电源 等 推挽 变压器双向激磁，变压器一次侧电流回路中 只有一个开关，通 有偏磁问题 几 百 瓦～十 低输入电压的 电源 XXI 态损耗较小，驱动简单 几千瓦 结合以上各电路特点，决定选用半桥式变换器做为主变换器。 半桥式变换器是目前应用较多的变换器形式，它所适用的功率范围满足设计要求，电路结构较为简单，功率开关组件较少。 至于存在的上下开关直通问题，通常可以选择合适的 PWlVl 控制芯片和通过设置死区时间来解决。 在功率器件的隔离驱动问题上，由于电力电子技术的完善和成熟，隔离驱动已经成为大功率器件必不可少的控制方式，因此不构成不利因素。 5 系统功能 实现隔离输出 （ 1）变压器 T1 提供隔离，储能，变压的功能。 使用高频变压器，初次级能量传输通道为磁通道，实现隔离。 （ 2）光耦 817B 提供隔离、反馈功能。 使用光耦合器，次级反馈信号传输通道为光通道，实现隔离。 （ 3）初次级用安规电容 CT7 实现静电释放，防止静电堆积引起的高压打火。 同时该电容值较小，次级不会造成触摸电击。 LED 恒流，实现过压保护 次级采用 LM358 双运放实现恒流和过压保护。 LED 升高伏安特性随温度左移（如图 51）。 假设驱动为恒定电压 V2（如图 52），工作中灯珠温度从 T1 到达 T2,流经灯珠的电流明显增大，电流增大又导致温度升高，如此恶性循环，最后势必烧毁灯珠。 解决办法有两个，一是恒压驱动的同时串接一个电阻在输出回路（如图 53），当 LED 灯珠由于温度升高而导致电流增大时，串接的电阻压降增大， LED 端电压得以降低，起到对 LED 的保护作用。 但是这种方法将在串联电阻处耗散一定功率，降低整个电路转换效率，有悖设计初衷。 因此，不采用这种 XXII 方式。 最理想的方法是采用整体的思想，通过控制开关 IC 的占空比调节输出电压，控制次级始终输出恒定电流。 本设计正是采用此方案。 图 51伏安特性与温度 图 53 在输出回路串接电阻 图 52恒定电压 V2 图 54系统框图 本系统采用了 LED 驱动电路中常用的单端反激式拓扑，该拓扑设计较为简 XXIII 单。 输入采用了四个 1N4007 作为全波整流，而后经过π型滤波器整流，采用了PI 公司的 TinySwichⅢ系列中功率容量最大的 TNY280 作为开关控制 IC，采用EE19 磁芯实现初次级隔离，采用双路输出实现运放的独立供 电，采用运放和电压比较器作为反馈控制以实现高精度恒流控制。 采用低导通压降的肖特基整流管ER303减少二极管发热，滤波电容采用 ESR可接受的普通电解电容降低电容温升。 电路原理图如图 61所示。 图 61电路原理图 XXIV 用 PI 公司的软件 PI Expert 7 设计出电路框图如图 62。 该软件设计出的原理图基本都采用比较极限的参数。 因此修改了高频变压器从 EE19改为 EE20/20/5（磁芯气隙改小 ）。 开关 IC 也从 TNY275 改为 TNY280。 目的是使得整个电路发热量减少，更加稳定，以适应各种恶劣的工作环境。 图 62 电路框图 改为仅采用一个 X电容作为差模抑制，把单电容滤波改为π型滤波。 此外改动较大的是反馈回路，如果只采用 TL431 作为恒压控制，控制精度较低，且不好实现恒流控制；假设采用三极管 S8550 加 TL431 作为恒流稳压控制，精度不够高，并且电流采样电阻一定要取较大阻值，导致效率下降。 因此本设计采用SOP 封装的双运放 LM358，可实现高精度（变化小于 2%）的恒流控制，稳妥的过压保护。 电流取样电阻可 改为小至 （为减小体积，用两个 1Ω电阻并联）的高精度（误差值为 1%）金属膜电阻。 先看运放 LM358 的 B部分组成的电压比较器，连接比较器 B反相端的外围电路，是可控稳压管 TL431 组成的恒压源。 TL431 的阳极和 ref 端连接在一起，此时阳极的电压约为。 因此电压比较器 B反相端的电压接近于。 XXV 图 63 运放 358 A 部分 （ 1）运放 358 的 A 部分： 通过 （两个 1Ω的并联，阻值应尽量减少，以提高效率）的金属膜高精度电阻串接接到输出回路作为电流 取样电阻，经 4702 电阻连接到运放 A 同相端进行加大。 应该令运放 A 的输出电压（也就是电压比较器 B 同相端输入电压）在额定输出恒流（ 1W LED 灯珠的工作点， 350mA）时刚好等于电压比较器 B 的反相端电压，也就是。 通过电压比较器 B（运放 358 的 B 部分）与稳压管的过压回馈进行电压比较。 正常工作时，电压比较器同相端的电压围绕 波动。 假设某种原因导致输出电流过大，则比较器 B 同相端电压高于反相端，电压比较器输出高电平，光耦内部发光二极管导通，于是光耦的 C 脚将从 TNY280 的 XXVI EN/UV 脚引出较大电流，导致 TNY280 内部 MOS 管的 PWM 方波占空比降低，使得输出电压回落，输出电流也就降低了，就这样达到恒流的目的。 同样的，当某种原因导致输出电流降低，比较器反相端电平高于同相端电平，光耦 C脚引出较小电流，导致 TNY280 内部 MOS 管的 PWM 方波占空比升高 ， 使得输出电压回升，输出电流也就增大了，达到恒流的目的。 可见环路为负反馈控制，实现恒流。 （ 2）过压保护主要由电压比较器 B 实现： 空载时，输出端电压 VCC1 不断上冲，达到两个稳压管的稳压值之和以后。 稳压管导通，微电流约为。 该电流在同相端产生约 5V 的高 电平，电压比较器 B 同相端比反相端电压要高，电压比较器输出高电平。 通过光耦令 TNY280的使能 引脚 EN/UV 导出较大电流，控制 TNY280 的脉冲信号减少，所以输出将稳定在 40V 上下。 不会一直上冲而导致炸机。 XXVII 图 64电压比较器 B部分 磁路设计 变压器也采用 PI 公司提供的 PI Expert 7 作为参考，如图 65。 PI 公司提供的建议是采用 EE19 磁芯，磁芯面积 Ae为 178。 ， 132KHZ 的工作频率下，磁芯功率裕量应该留大点，降低占空比，以减少磁芯发热，因此改用了 EE20/。