31引言32信道定义与数学模型33信道数学模型34恒参信

31引言32信道定义与数学模型33信道数学模型34恒参信内容摘要：

性偏离线性关系时 ， 将会使通过信道的信号产生相位 频率失真 ， 相位 频率失真也是属于线性失真。 图 3 13 给出了一个典型的电话信道的相频特性和群迟延频率特性。 可以看出 ， 相频特性和群迟延频率特性都偏离了理想特性的要求 ，因此会使信号产生严重的相频失真或群迟延失真。 在话音传输中 ， 由于人耳对相频失真不太敏感 ， 因此相频失真对模拟话音传输影响不明显。 如果传输数字信号 ， 相频失真同样会引起码间干扰 ， 特别当传输速率较高时 ， 相频失真会引起严重的码间干扰 ， 使误码率性能降低。 由于相频失真也是线性失真 ， 因此同样可以采用均衡器对相频特性进行补偿 ， 改善信道传输条件。 图 3 –13 (a) 相频特性； (b) 群迟延频率特性  (  )O理想特性( b ) (  )O理想特性( a ) 随参信道举例 随参信道是指信道传输特性随时间随机快速变化的信道。 常见的随参信道有陆地移动信道 、 短波电离层反射信道 、 超短波流星余迹散射信道 、 超短波及微波对流层散射信道 、 超短波电离层散射以及超短波超视距绕射等信道。 我们首先介绍两种典型的随参信道。 1. 传播路径 由于太阳辐射的紫外线和 X射线 ， 使离地面60~600 km的大气层成为电离层。 电离层是由分子 、原子 、 离子及自由电子组成。 当频率范围为 3~30 MHz (波长为 10~100m)的短波 (或称为高频 )无线电波射入电离层时 ， 由于折射现象会使电波发生反射 ，返回地面 ， 从而形成短波电离层反射信道。 电离层厚度有数百千米 ， 可分为 D、 E、 F1和 F2四层 ， 如图 3 15所示。 由于太阳辐射的变化 ， 电离层的密度和厚度也随时间随机变化 ， 因此短波电离层反射信道也是随参信道。 在白天 ， 由于太阳辐射强 ，所以 D、 E、 F1和 F2四层都存在。 在夜晚 ， 由于太阳辐射减弱 ， D层和 F1层几乎完全消失 ， 因此只有 E层和 F2层存在。 由于 D、 E层电子密度小 ， 不能形成反射条件 ， 所以短波电波不会被反射。 D、 E层对电波传输的影响主要是吸收电波 ， 使电波能量损耗。 图 3 – 15 电离层结构示意图 0FFED300 kmA B地球FBA地球反射点2. 工作频率 为了实现短波通信 ， 在选用工作频率时要考虑如下两个条件： （ 1） 工作频率应小于最高可用频率； （ 2） 使电磁波在 D、 E层的吸收最小。 最高可用频率取决于电离层电子密度的最大值Nemax及电磁波投射到电离层的入射角 φ0。 当垂直入射(φ0=0o)时 ， 能从电离层反射的最高频率称为临界频率 ， 记为 f0。 当电磁波以 φ0角入射时，能从电离层反射的最高频率称为最高可用频率 MUF。 它与临界频率 f0的关系为 () 当工作频率高于最高可用频率时，电磁波将穿透电离层，不再返回地面。 00 s e c fM U F m a x0 eNf () 3. 多径传播 短波电离层反射信道最主要的特征是多径传播 ， 引起多径传播的主要原因如下 : (1) 电波经电离层的一次反射和多次反射； (2) 几个反射层高度不同； (3) 地球磁场引起的电磁波束分裂成寻常波和非寻常波； (4) 电离层不均匀性引起的漫射现象。 以上四种形式如图 3 16 所示。 图 3 16多径形式示意图 (a) 一次反射和两次反射； (b) 反射区高度不同； (c) 寻常波与非寻常波； (d) 漫射现象 ABAB( a ) ( b )ABAB( c ) ( d ) 随参信道特性及其对信号传输的影响 由上面分析的陆地移动信道和短波电离层反射信道这两种典型随参信道特性知道 ， 随参信道的传输媒质具有以下三个特点： (1) 对信号的衰耗随时间随机变化； (2) 信号传输的时延随时间随机变化； (3) 多径传播。 在存在多径传播的随参信道中 ， 就每条路径的信号而言 ， 它的衰耗和时延都是随机变化的。 因此 ，多径传播后的接收信号将是衰减和时延都将随时间变化的各路径的合成。 设发射波为 Acosω0 t， 则经过 n条路径传播后的接收信号 R(t)可用下式表述： )]()(c o s [)()]([c o s)()( 0101ttwtttwttR iniiinii   () 式中 μi(t)－－第 i条路径的接收信号的振幅； τi(t)－－第 i条路径的传输延迟 ， 它随时间不同而变化 )()( 0i tt i 经大量观察表明 μi(t)和 φi(t)随时间的变化与发射载频的周期相比 ， 通常要缓慢的多 ， 即 μi(t)和 φi(t)可认为是缓慢变化的随机过程。 因此 ， 式 （ ） 可改写成 tttttR iniiinii 0101s i ns i n)(c osc os)()(  () 设 niiisniiictttXtttX11)(s in)()()(c os)()( 式中 V(t)－－合成波 R(t)的包络； φ(t)－－ 合成波 R(t)的相位。 () () 则式（ ）变为 )](c o s [)(s i n)(c o s)()(000tttVttXttXtR sc() 即有 )()(a r c t a n)()()()( 22tXtXttXtXtVcssc() 信号的包络服从瑞利分布率的衰落 ， 通常称为瑞利型衰落。 设瑞利型衰落信号的包络值记为 V， 则随机变量 V的一维概率密度函数 F(V） 可表示成 )0,0(),2e x p ()V( 222   VVVf () 当发送信号是具有一定频带宽度的信号时 ， 多径传播除了会使信号产生瑞利型衰落之外 ， 还会产生频率选择性衰落。 频率选择性衰落是多径传播的又一重要特征。 为了分析方便 ， 我们假设多径传播的路径只有两条 ， 信道模型如图 3 20 所示。 现在我们来求模型的传输特性。 设 f(t)的频率密度函数为 F(ω)， 即有 f(t)↔ F(ω) 则 图 3 – 20 两条路径信道模型 kk延 迟    ( t )163。 171。 si( t )so( t )）＋（－＋－）＋（jtjtjtjeeFVttfVtt。