[通信工程电子信息工程信息工程论文]基于matlab的oqpsk解调器的设计与实现[论文]

[通信工程电子信息工程信息工程论文]基于matlab的oqpsk解调器的设计与实现[论文]内容摘要：

到另一个的突发式的切换造成的在信号主要频段之外有比较大的频谱旁瓣的问题，使频带利用率有所提升 2。 一个通信系统的设计，如果信道特性给定，则系统设计的目标很明确，要使比特速率 Rb 最大化，比特差错概率 Pb最小，信号功率最小，所需带宽 W 最小，同时，要使系统利用率最大，以及满足具体系统的一些其他要求。 但这些目标不可能完全达到，因为各参数之间相互有制约，从而，设计就是对其进行权衡，如带宽 W 要降低，则错误概率 Pb 就要上升，多进制带宽一般比二进制带宽小，但比特差错概率 Pb 却比二进制的大。 而且，系统设计要达到目标要求，也要注意理论的约束与限制，包括最小带宽的要求，在无码间干扰的情况下，采样频率至少为数据速率的一倍，这时带宽效率 R/W 的极限就是 2。 还有香农限的限制，即可以通过 M 进制调制增大 M 来降低比特错误概率 Pb，但是，并不是说无 7 限增大 M就可以使错误概率趋近于零，因为比特信噪比还有一个下限值 ，这即是香农限 2。 总之，调制方式要依据实际的通信的要求情况权衡上面论述的各种参数的制约关系来作出合理的选择，因为各种调制方式各有优缺点，选择的目标永远都是使系统的整体性能达到最优。 如以 BPSK(二进制移相键控 )， QPSK (四进制移相键控 )， DQPSK(差分四进制移相键控 )、 OQPSK（交错正交相位键控）和 MSK (最小移频键控 )进行比较，在相干检测条件下它们有相同的功率利用率， DQPSK 解调不用估计相位偏差，解决了载波的相位模糊问题，但性能却比 QPSK 低劣将近。 总体来看， BPSK 频带利用率和 抗非线性能力最差， MSK有较好的抗非线性能力和适中的带宽利用率， OQPSK 有最好的带宽利用率和适中的抗非线性能力。 从实现的复杂度来看， BPSK 最简单， OQPSK 复杂度适中， MSK 实现最复杂。 2． 3 OQPSK调制与解调 2． 3． 1 相移键控系统概述 相移键控是目前扩频系统中大量使用的调制方式，也是和扩频技术结合最成熟的调制技术，原则上看是一种线性调制。 从基带变换到中频以及射频，中间的频谱搬移和信号放大需要一个要求较高的线性信道，因而，设计要求较高。 相移键控系统中，有待传输的基带数字脉冲控制着载波 相位的变化，从而形成振幅与频率不变，而相位取离散值变化的己调波。 2． 3． 1． 1 二进制相移键控 对于二迸制相移键控 BPSK(Binary Phase Shift Keying)来说，就是二进制的 数字信号 0 和 1分别用载波的 0和  来表示。 其表达式由公式 (21)给出： ( ) [ ( ) ] c osB P SK n s S t a g t nT w t （ 21） 式 (1)中， na 为二进制数字，  ,1,1na pp1概率为概率为 （ 22） 8 2． 3． 1． 2 四相相移键控 四相相移键控 QPSK 是 MPSK 的一种特殊情况。 它是利用载波四个不同的相位来表征数字信息的调制方式。 QPSK 信号可以表示为： ( ) [ ( ) ] c o s ( )Q P S K s c nnS t g t n T w    （ 23） (3)式中， c 是载波的角频率， n 是第 k 个码元的载波相位取值， sT 是一个发送码元的持续时间，它将取可能的四种相位之一， g(t)是发送码元的波形函数。 n 是可以取区问(0， 2 )任何离散值的随机变量，可取的个数由调制方式的进制来决定。 在 QPSK 调制系统中，发送端可取的相位值为四个。 将上式展开，得到： ( ) [ ( ) c o s ] c o s [ ( ) s i n ] s i nQ P S K s n c s n nS t g t T w t g t T w t    （ 24） 令 nnX cos ， nnY sin 则两者的取值是随机的离散值，和选定的相位有关，在星座图的映射中对应同相和正交分量，反映其在映射图中的矢量位置。 对于四种相位的选择，存在 2/ 体系和 4/ 体系。 2/ 体系对应 n=0， 2/ ，  ， 2/3四个离散值。 4/ 体系对应 4/ ， 4/3 ， 4/5 ， 4/7 四个离散值。 从式 (24)可以看出，四相调制的波形，可以看成是对两个正交载波进行二进制幅度调制的信号之和。 从 nX 和 nY 的取值，容易发现两者具有一定的矢量约束关系，保证两者合成的矢量 点在落在同一圆周上。 这个关系意味着，系统的非线形失真对 QPSK 系统的可靠性影响很小。 2． 3． 1． 3 偏移四相移键控 OQPSK 也称为偏移四相移键控（ offsetQPSK），是 QPSK 的改进型。 它与 QPSK 有同样的相位关系，也是把输入码流分成两路，然后进行正交调制。 不同点在于它将同相和正交两支路的码流在时间上错开了半个码元周期。 由于两支路码元半周期的偏移，每次只有一路可能发生极性翻转，不会发生两支路码元极性同时翻转的现象。 因此， OQPSK 信号相位只能跳变 0 、 090 ，不会出现 0180 的相位跳变。 9 OQPSK 信号的产生原理可由下图来说明。 图中 2/bT 的延迟电路是为了保证 I、 Q 两路码元偏移半个码元周期。 BPF 的作用是形成 QPSK 信号的频谱形状，保持包络恒定。 除此之外，其它均与 QPSK 作用相同。 图 22 OQPSK信号的数学公式可以表示为： 2 2 12 2 1c o s s i n ,()c o s s i n ,k c k cO Q P S K k c k cu t u tZtu t u t  2 ( 2 1)( 2 1) 2bbbbkT t k Tk T t kT     （ 25） OQPSK 信号可采用正交相干解调方式解调，其原理如下图所示。 图 23 由图看出，它与 QPSK 信号的解调原理基本相同，其差别仅在于对 Q 支路信号抽样判决时间比 I 支路延迟了 2/bT ，这是因为在调制时 Q 支路信号在时间上偏移了 2/bT ，所以抽样判决时刻也应偏移了 2/bT ，以保证对两支路交错抽样。 )(tsOQPSK Q I 输 出 Q I 定时脉冲 tccos π /2 LPF LPF 抽样判决 抽样判决 延迟 T/2 串 /并变换 Q I 输入 tccos LPF LPF 2/ BPF 延迟 T/2 串 /并变换 10 2． 3． 2 OQPSK 的 优点 OQPSK 克服了 QPSK 的 0180 的相位跳变，信号通过 BPF 后包络起伏小，性能得到了改善，因此受到了广泛重视。 但是，当码元转换时，相位变化不连续，存在 090 的相位跳变，因而高频滚降慢，频带仍然 较宽。 采用非归零码直接进行调制所得的 QPSK 信号幅度非常恒定，但其信号频谱较大。 然而，当 QPSK 进行波形成形时，它们将失去恒包络的性质。 偶尔发生的弧度为π的相移，会导致信号的包络在瞬间通过零点。 任何一种在过零点的硬限幅或非线性放大都会引起旁瓣再生和频谱扩展，必须使用效率较低的线性放大器放大 QPSK 信号，这将使放大器的效率受到限制，进而影响到终端的小型化。 为了克服 QPSK 对信道的线性度要求高，交错 QPSK（ OQPSK）或 QPSK 虽然在非线性环境下也会产生频谱扩展，但对此已不那么敏感，因此能支持更高 效率的放大器。 在 OQPSK 中，其 I 支路比特流和 Q支路比特流在数据沿上差半个符号周期，其它特性和 QPSK 信号类似。 在 QPSK 信号中，奇比特流和偶比特流的比特同时跳变，但是在 OQPSK信号中， I 支路比特流和 Q 支路比特流，在它们的变化沿的地方错开一个比特（半个符号周期）。 它们的波形如下图 I 支路 Q 支路 图 24 由于在标准的 QPSK 中，相位跳变仅在每个 Ts=2Tb 秒时发生，并且存在 0180 的最大相移。 可是在 OQPSK 信号中，比特突变（从而相位跳变）没 Tb 秒发生一次。 因为 I 支路 和 Q 支路的跳变瞬时被错开了， 在任意给定时刻只有两个比特流中的一个改变它的值。 这意味 11 着，在任意时刻发送信号的最大相移都限制在 090。 因此 OQPSK 信号消除了 0180 相位跳变，改善了其包括特性。 图 25 从上图中的星座图看出， 0180 相位跳变消除了，所以 OQPSK 信号带限不会导致信号包络经过零点。 OQPSK 包络的变化小多了，因此对 OQPSK 的硬限幅或非线性放大不会再生出严重的频带扩展现象， OQPSK 即使在非线性放大后仍能保持其带限的性质，这就非常适合移动通信系统，因为在低功率应用的情况下，带宽效率和高效非线性放大器是起决定性作用的。 还有，当在接收机端由于参考信号的噪声造成相位抖动时， OQPSK 信号表现的性能比 QPSK 要好。 OQPSK 和 QPSK 的频谱和同等信噪比下的误码率通过 simulink 仿真如下： Q I QPSK Q I OQPSK 12 图 26 图 26 通过比较 QPSK 和 OQPSK 的频谱图和误码率显示 OQPSK 的频谱比 QPSK 收敛快，同等信噪比下 OQPSK 的误码率比 QPSK 的低。 13 第三章 OQPSK数字解调同步算法研究 本章的主要内容为介绍了多种可用于 OQPSK 调制信号载波和时钟同步的算法，并对算法性能和各算法组合成的常用同步方案的性能作了研究与比较， 同步算法是实现全数字解调的关键。 在实际的通信系统中，接收信号的载波频率、载波相位和时钟与本地接收机的载波频率、载波相位和码元时 钟存在差异。 同步的目的是对接收信号的载波频率、载波相位和时钟与本地接收机本振频率、相位和时钟的偏差进行估计与恢复。 载波频率、相位和时钟误差会导致解调性能大大下降，因此，解调器同步的性能往往决定了解调性能。 下面将从载波频率同步、载波相位同步、时钟同步三方面，研究可用于 OQPSK 调制信号的同步算法，比较算法性能和各算法组合成的常用同步方案的性能。 3． 1 载波频率同步算法 载波频率同步的目的是消除发射机与接收机本振频率误差或多普勒频移等引起的无线电接收调制信号的载波频率偏移，将频率调制信号恢复到基带。 载波频率偏 差同步方法可分为闭环方法和开环的方法。 下面将分别讨论属于这两种方法的载波频率同步算法。 图 31闭环载波频率同步环结构 3． 1． 1 闭环载波频率同步算法 闭环载波频率同步环又称为自动频率控制 (AFC: Automatic frequency control)，数字频率控制环路得结构如图 31所示。 自动频率控制频偏恢复环路的基本工作原理是首先将信号与本地数字震荡器信号混频使其下变频到基频，再通过估计基频信号的残余频偏来修正估计频率偏差，同时用估计残 余频率偏差值调整数字本振的输出频率，直到估计频率X(n) 02 ( )() d mj f f nTf n e  df ()dfen r(n) 数字压控振荡器 （ NCO） 频率偏差调整估计 环路滤波器 （ Loop Filter） 14 偏差值与实际误差一致。 整个控制结构形成一个封闭环路。 其中频率误差估计的算法是数字频率同步环的关键环节和主要研究对象，其作用等同于传统模拟频率同步环中的鉴频器。 目前，已有的可适用于有数据辅助、无数据辅助、有时钟辅助、无时钟辅助等不同情况的频率偏差估计算法众多。 通过广泛研究和筛选，结合本背景项目要求，本论文重点研究了的用于频率同步环路的频率误差估计的算法主要有双滤波器法，平方律相关器法，近似似然函数估计法。 它们的基本原理和性能特点如下 : (1)双滤波器法 1988 年，文献 [6] 中提出了双滤波器检测法 (Dual Filter Detector)。 其原理框图如图32(a)所示。 它由两个并行支路组成，每个支路包含一个带通滤波器和紧接着的绝对值平方器。 两个带通滤波器的中心频率分别是土 (1/2T)，其中 T 是码元周期。 双滤波器的原理很容易从频域的角度来理解。