单相ac-dc变换电路a题论文

单相ac-dc变换电路a题论文内容摘要：

电压为 Vi，考虑到开关管 S 漏极对公共端的导通压降 Vs，即为 ViVs。 ton 时通过 L 的电流增加部分 △ ILon 满足式 (1)。 L tVVI onsiLon )(  (1) 式中： Vs 为开关管导通时的压降和电流取样电阻 Rs 上的压降之和，约 ~。 toff 时，开关管 S 截止，二极管 D 处于导通状态，储存在电感 L 中的能量提供给输出，流经电感 L 和二极管 D 的电流处于减少状态，设二极管 D 的正向电压为 Vf， toff时，电感 L 两端的电压为 Vo+VfVi，电流的减少部分 △ ILoff满足式 (2)。 L tVVVI of fIfOL on )(  (2) 式中： Vf 为整流二极管正向压降，快恢复二极管约 ，肖特基二极管约。 在电路稳定状态下，即从电流连续后到最大输出时， △ ILon=△ ILoFf，由式 (1)和 (2)可得 ifo sionof f vVV VVtt   (3) 因占空比 TtD on/ ，即最大占空比 maxD oiosioifo V VVVVV VVVD   _m a x (4) . . 如果忽略电感损耗，电感输入功率等于输出功率，即 ooavrLi IVIV ** )(  (5) 由式 (4)和式 (5)得电感器平均电流 DII oaveL 1)( (6) 同时由式 (1)得电感器电流纹波 Lf DVVI siL )(  (7) 式中： f为开关频率。 为保证电流连续，电感电流应满足 2/)( LaveL II  (8) 考虑到式 (6)、式 (7)和式 (8)，可得到满足电流连续情况下的电感值为 fI DDVVL osi )1()(2  (9) 另外，由 Boost 升压电路 结构可知，开关管电流峰值 Is(max)=二极管电流峰值Id(max)=电 感器电流峰值 ILP， )2/()( LaveLLP III  (10) 开关管耐压 iooffds VVV )( (11) 二极管反向耐压 aor VVV  (12) 样机电路设计 样机的电路图如图 2 所示，是基于 UCC28019 控制的升压式 DC／ DC 变换器。 电路的技术指标为：输入 Vi=18V，输出 Vo=30V、 Io=2A，频率 f≈49 kHz，输出纹波噪声 1％。 根据技术指标要求，结合 Boost 电路结构的定性分析，对图5 的样机电路设计与关键参数的选择进行具体的说明。 . . 图 5 Boost 升压模块 储能电感 L 根据输入电压和输出电压确定最大占空比。 由式 (4)得 DMAX≈ O iOVVV ＝ 301830 = 当输出最大负载时至少应满足电路工作在 CCM 模式下，即必须满足式 (9)， L≥ fIDDVV si0)1()(2 = 2020*2 )(**)(*2  =220181。 H 同时考虑在 10％额定负载以上电流连续的情况，实际设计时可以假设电路在额定输出时，电感纹波电流为平均电流的 20％ ~30％，因增加 △ IL 可以减小电感 L，但为不增加输出纹波电压而须增大输出电容 C2，取 30％为平衡点，即 ADiII oav eLL 2*%301*%30*%30 )(  流过电感 L 的峰值电流由式（ 10）得 ADIIII OLav eLLP 2**)2/()(  L 可选用电感量为 200~500μH且通过 以上电流不会饱和的电感器。 电感的设计包括磁芯材料、尺寸选择及绕 组匝数计算、线径选用等。 电路工作时重要的是避免电感饱和、温升过高。 磁芯和线径的选择对电感性能和温升影响很大，材质好的磁芯如环形铁粉磁芯，承受峰值电流能力较强， EMI 低。 而选用线径大的导线绕制电感，能有效降低电 感 的温 升。 . . 输出电压取样电阻 R R2 因 UCC28019 的脚 2 为误差放大器反向输入端，芯片内正向输入端为基准，可知输出电压 Vo=(1+R1／ R2)，根据输出电压可确定取样电阻 R R2的取值。 由于储能电感的作用，在开关管开启和关闭时会形成大的尖峰电流，在检测电阻 Rs 上产生一个 尖峰脉冲，为防止造成 UC3842 的误动作，在 Rs 取样点到 UC3842 的脚 3 间加入 R、 C 滤波电路， R、 C 时间常数约等于电流尖峰的持续时间。 开关管 S 开关管的电流峰值由式 (10)得 Iv(max)=ILP= 开关管的耐压由式 (11)得 Vds(off)=Vo+Vf=30+= 按 20％的余量，可选用 6A／ 50V 以上的开关管。 为使温升较低，应选用 Rds 较小的 MOS 开关管，要考虑的是通态电阻 Rds 会随 PN 结温度 T1 的升高而增大。 下图 为实测开关管的开关电压波形和电流瞬态波形图 如 图 6 所示。 图 6 实测开关管的开关电压波形和电流瞬态波形图 输出二极管 D 和输出电容器 C2 升压电路中输出二极管 D 必须承受和输出电压值相等的反向电压，并传导负载所需的最大电流。 二极管的峰值电流 Id(max)=ILP=，本电路可选用 6A／ 50V 以上的快恢复二极管，若采用正向压降低的肖特基二极管，整个电路的效. . 率将得到提高。 输出电容 C2 的选定取决于对输出纹波电压的要求，纹波电压与电容的等效串联电阻 ESR 有关，电容器的容许纹波电流要大于电路中的纹波电流。 电容的 ESR△ Vo/△ IL=30x1％ /=。 另外，为满足输出纹波电压相对值的要求，滤波电容量应满足  2020*%1*30 *30 222OOO IV DTVC 1157181。 F 根据计算出的 ESR 值和容量值选择电容器，由于低温时 ESR 值增大，故应按低温下的 ESR 来选择电容，因此，选用 1000μF／ 50V 以上频率特性好的电解电容可满足要求。 外补偿网络 UCC28019 误差放大器的输出端脚 l与反相输入端脚 2 之间外接补偿网络 Rf、Cf。 Rf、 Cf的取值取决于 UCC28019 环路电压增益、额定输出电流和输出电容，通过改变 Rf、 Cf的值可改变放大器闭环增益和频响。 为使环路得到最佳补偿，可测试环路的稳定度，测量 Io 脉动时输出电压 Vo 的瞬态响应来加以判断。 图 7 为 Cf选用 和 470pF 时动态响应控制波形的区别，上冲下降幅度和复位时间都有差别。 图 7 Cf选用 和 470pF 时动态响应控制波形 斜坡补偿 在实用电路中，增加斜坡补偿网络，一般有二种方法，一是从斜坡端脚 4接补偿网络 Rx、 Cx至误差放大器反相输入端脚 2，使误差放大器输出为斜坡状，再与 Rs 上感应的电压比较。 二是从斜坡端脚 4 接补偿网络 Rx、 Cx到电流感应端脚 3，将在 Rs 的感应电压上增加斜坡的斜率，再与平滑的误差电压进行比较，. . 作用是防止谐波振荡现象，避免 UC3842 工作不稳定，同时改善电流型控制开关电压的噪声特性。 本文采用方法二。 功率因数校正模块 该系统（如图 7 所示）采用有源功率因数校正，可改善电源输入功率因数，减小输入电流谐波。 其主要实现方式有 2 种： (1)两级 PFC 技术，即在整流滤波和 DC／ DC 功率级之间加入有源 PFC 电路为前置级，用于提高功率因数和实现DC／ DC 级输入的预稳，该技术一般用于较大功率输出场合； (2)单级 PFC 技术，即将 PFC 级与 DC／ DC 级中的元件共用，实现统一控制，通常共用器件为MOSFET。 该方式设计与优化尤为重要，适用于小功率应用。 有源功率因数校正的控制方式又可根据电感电流是否连续分为平均电流型控制、 CCM／ DCM 边界控制和电流箝位控制 模式。 其中 CCM／ DCM 边界控制 Boost PFC 是一种滞后控制技术，其上限为正弦基准电流，由输出检测信号经误差放大后与输入全波电压检测信号相乘得到，下限为零。 具体工作过程为：检测电感电流并与正弦电流基准信号相比较，当电感电流达到该基准时，关断开关：当电感电流为零则再次导通，使电感电流为临界电流工作状态。 即 CCM／ DCM边界，可消除二极管的反向恢复损耗，大大减小主开关的非零电压导通损耗。 该技术优点是控制简单，使用专用器件的外围元件数量少。 运用 Boost 电路的 PFC，在 CCM 模式下输入电流畸变小且易于滤波 ，开关管的电流应力也小，可以处理较大的功率并保持较高的效率。 这里选用 CCM 模式 PFC 控制器 UCC28019 实现最终的功率因数校正。 该器件采用软启动机制，动态响应良好，结合外围电路可实现输入欠压保护，开环保护，输出过压保护，软过流控制 (SOC)和峰值电流限制等功能。 系统输出电压由该器件 VSENSE 引脚所接分压电阻与其内部 +5 V 的基准决定。 由公式。