毕业论文09电子信息工程技术

毕业论文09电子信息工程技术内容摘要：

的直流电压 260 L 4＝ 354V， 360V 再乘以 2． 2 除 800V，实际取 值 M mf 等于900V 即可。 第二个设计准则是必须满足晶体管在导遏时的集电极电流的需求。 公式中， il是变压器初级绕组的峰值电流而 n 是变压器初级与次级间的匝数比。 为了导出用变换器输出功率和输入电压表达集电慑峰值工作电流的公式，变压器绕组传递的能量尸 m可用下式表示： (3— 3) 公式中， v 是变换器的效率。 略去推导过程，由输出功率和输入电压表达的晶体管工作电流的公式为： 假定变换器的 效率 V 是 ，最大工作占空比入 f＝ 开关电源设计 14 . 单端反激式变换器电路中的变压器绕组 由于在单端反激式变换器电路中，变压器初级绕组只在 B— H 待佐曲线 [磁滞回线 )的一个方向上被驱动，因此，在设计时注意不要使其饱和，更为详尽的分析和设计将在第五章给出。 在这里，我们只是强调一下，所选择的磁芯一定要有足够大的有效体积，通常应用空气隙来扩大其有效体积 ， 传输变压器有效体积 v 的计算公式如下： Ilamx 最大负载电流‘ L：变压器次级绕组的电感量； U0：空气的导磁率。 其值为 15 Ue：所选磁芯的磁性 材料的相对导磁率 Bmax：磁芯的最大磁通密度。 相对导磁率从应尽可能选得大一些，以避免由于喂制磁充尺寸和线径，以及铜损和铁损引起磁芯温升过高。 开关电源设计 15 第 4章 UC3842的原理及技术参数 原理 与特点 UC3842 是开关电源用电流控制方式的脉宽调制集成电路。 与电压控制方式相比在负载响应和线性调整度等方面有很多优越之处。 该电路主要特点有： 1， 内含欠电压锁定电路 2， 低起动电流（典型值为 ） 3， 稳定的内部基准电压源 4， 大电流推挽输出（驱动电流达 1A） 5， 工作 频率可到 500kHz 6， 自动负反馈补偿电路 7， 双脉冲抑制 8， 较强的负载响应特性 UC3842 内部工作原理简介 图 1 示出了 UC3842 内部框图和引脚图， UC3842 采用固定工作频率脉冲宽度可控调制方式，共有 8 个引脚，各脚功能如下： ① 脚是误差放大器的输出端，外接阻容元件用于改善误差放大器的增益和频率特性； ② 脚是反馈电压输入端，此脚电压与误差放大器同相端的 基准电压进行比较，产生误差电压，从而控制脉冲宽度； ③ 脚为电流检测输入端， 当检测电压超过 1V时缩小脉冲宽度使电源处于间歇工 作状态； ④ 脚为定时端，内部振荡器的工作频率由外接的阻容时间常数决定， f=(RTC T)； ⑤ 脚为公共地端； 开关电源设计 16 ⑥ 脚为推挽输出端，内部为图腾柱式，上升、下降时间仅为 50ns 驱动能力为 177。 1A ； ⑦ 脚是直流电源供电端，具有欠、过压锁定功能，芯片功耗为 15mW； ⑧ 脚为 5V 基准电压输出端，有 50mA 的负载能力。 图 1 UC3842 内部原理框图 工作描述 开关电源设计 17 UC3842A， UC3843A系列是专门设汁用于出线和直流 — 直流变换器应用的高性能、固定频率、电流模式控制器，为设计者提供使用最少外部元件的高性能价格比的解决方案。 代表性的方框图如图 17， 所以振荡器频率由定时元件 RT和 CT选择值决定。 电容 CT由 的参考电压通过电阻 RT充电，充至约 ,再由一个内部的电流宿放电至。 在 CT放电期间，振荡器产生一个内部消隐脉冲保持“或非”门的中间输入为高电子，这导致输出为低状态 ，从而产生丁一个数量可控的输出静区时间。 图 l显示 R，与振荡器频率关系曲线，图 2显示输出静区时间与频率关系曲线．它们都是在给定的 CT值时得到的。 注意尽管许多的 Rt和 Ct值都可以产生相同的振荡器频率，但只有一种组合可以得到在给定频率下的特定输出静区时间。 振荡器门限是温度补偿的，放电电流在 T=2 5℃叫被微调并确保在177。 1 0％之内，这些内部电路的优点使振荡器频率及晨大输出占空比的变化最小。 结果显示在图 3和图中。 正很多噪声敏感应用中，可能希望将变换器频率锁定至外部系统时钟上。 这可通过将时钟信号加到图 2 0所示的电路 来完成。 为了可靠的锁定，振荡器自振应频率设为比叫钟频率低 10％左右。 图 21所示为多单元同步的一种方法。 通过修整时钟波形，可以实现准确输出占空比箝位。 误差放大器提供一个有可访问反相输入和输出的全补偿误差放大器。 此放大器从有90dB的典刮自流电流增益和只有 57度相位余量的 1带宽 (图 7)。 同相输入在内部偏置于 2． 5V而不经管脚引出。 典刑情况下变换揣输出电压通过一个电阻分压器分压，并由反向输入监视。 最大输入偏置电流为 ，它将引起输出电压误差，后者等于输入偏置电流和等效输入分压器源电阻的 乘积。 误差放大器输出 (管脚 1)用于外部回路补偿 (图 30)。 输出电压因两个二极管压降而失调 (≈ )并在连接至电流取样比较器的反相输入之前被三分，这将在管脚 l处于其最低状态时 (VOl)，保证在输出 (管脚 6)不出现驱动脉冲。 这发生开关电源设计 18 在电源正在工作并且负载被取消时，或者在软启动过程的开始 (图 23， 24)。 最小误差放大器反馈电阻受限于放大器的拉电流 ()和到达比较器的 (VOH)： 电流取样比较器和脉宽调制锁存器 UC3842A， UC3843A作为电流模式控制器工作，输出开关 导通山振荡器起始，当峰值电感电流到达误差放大甜输出／补偿 (管脚 1)建立的门限电平时中止。 这样在逐周基础上差信号控制峰值电感电流。 所用的电流取样比较器 — 脉宽调制锁存配置确保在任何给定的振荡器周期内，仅有一个单脉冲出现在输出端。 电感电流通过插入一个与输出开关 Q1的源极串联的以地为参考的取样电阻 Rs转换成电压。 此电压由电流取洋输入 (管脚 3)监视并与来自误差放大器的输出电平相比较。 在正常的工作条件下，峰值电感电流由管脚 1上的电压控制，其中： 当电源输出过载或者如果输出电压取样丢失时，异常的工作条件将出现。 在这些 条件下，电流取样比较器门限将被内部箝位至。 因此最大峰值开关电流为： 当设计一个大功串开关稳压揣时为了保持 Rs的功耗在 —— 个合理的水平上希望降低内部嵌位电压，调节此电压的简单方法如图 22所示。 使用丁两个外部二极管来补偿内部二极管，以便在温度范田内有固定箝位电压。 如果 Ipk(max)箝位电压降低过多将导致由于噪声拾取而产生的不误操作。 通常正电流波形的前沿可以观察到一个窄尖脉冲，当输出负载较轻时，它可能会引起电源不稳定。 这个尖脉冲的产生是由于电源变压器匝间电容和输出整流管恢复时间造成的。 在电流取样输入 端增加一个 RC滤波器，使它的时间常数接近尖脉冲的持续时间，通常将消除不稳定性 (参见图 2 6)。 欠压锁定采用丁两个欠压锁定比较器来保证在输出级被驱动之前，集成电路已完全可用。 正电源端 (Vcc)和参考输出 (Vref)各由分离的比较器监视。 每个都具有内部的滞后，以防止在通过它们各自的门限时产生错误输出动作。 Vcc比较器上下门限分别为： UCX842A 16V／ 10V， ／。 Vref比较器高低门限为 ／。 大滞后和小启动电流使开关电源设计 19 得 UCX842A特别适合干需要有效的自举启动技术的 离线变换器应用中 (图 3 3)。 UCX843A准备应用于更低电压直流到直流变换器中。 一个 36V的齐纳二极管作为一个并联稳压管，从 Vcc连接至地。 它的作用是保护集成电路免受系统启动期间产生的过高电压的破坏。 最小工作电爪： UCX842A为 11V， UCX843A为。 输出这些器件有一个单图腾柱输出级，是专门设计用来自接驱动功率 MOSFET的，在 ，它能提供高达177。 型值为 50ns的上升、下降时间，还附加丁一个内部电路，使得任何时候只要欠压锁定有效。 技术参数 开关电源设计 20 开关电源设计 21 开关电源设计 22 开关电源设计 23 第 5 章 UC3842 常用的电压反馈电路的选用 概述 通常， PWM 型开关电源把输出电压的采样作为 PWM 控制器的反馈电压，该反馈电压经 PWM 控制器内部的误差放大器后，调整开关信号的占空比以实现输出电压的稳定。 但不同的电压反馈电路，其输出电压的稳定精度是不同的。 本文首先对电流型脉宽控制器UC3842（内部电路图如图 1 所示）常用的三种稳定输出电压电路作了介绍，分析其各自的优缺点。 UC3842 常用的电压反馈电路 输出电压直接分压作为误差放大器的输 入 如图 2 所示，输出电压 Vo 经 R2 及 R4 分压后作为采样信号，输入 UC3842 脚 2（误差放大器的反向输入端）。 误差放大器的正向输入端接 UC3842 内部的 的基准电压。 当采样电压小于 时，误差放大器正向和反向输出端之间的电压差经放大器放大后，调节输出电压，使得 UC3842 的输出信号的占空比变大，输出电压上升，最终使输出电压稳定在设定的电压值。 R3 与 C1 并联构成电流型反馈。 这种电路的优点是采样电。