全桥移相软开关dc-dc变换器设计

全桥移相软开关dc-dc变换器设计内容摘要：

1 结束时， La 和 Lr 的电流为： （ ） （ ） 101111 s in ()aincVt Z I I    221 1()La L VinIt caLZea II    21( ) ( )acee cLr raLLI t I I IcaII   1( ) ( ) ( c o s 1 )Lr e c a crLi t I I t IL    1( ) ( ) ( c o s 1 )e aLa carLi t I I t IL    raraLLL LLe 2 1 1( ) ( ) sinc in c aV t V Z I I t   4 1 1( ) sinc c aV t Z I I t1 /2erZ L C 1 21erLC 全桥移相软开关 DC/DC变换器设计 14 图 . t0t1 状态下的等效电路图 (3)开关模态 2（ t1， t2） 在这段时间里 Q2 零电压开通。 La 和 Lr 两端电压均为一气，其电流均线性下降。 在t2 时刻 Lr 的电流下降到零。 （ ） （ ） 开关模态 2 的持续时间 12t 为： （ ） 辅助电感电流下降到 2()LaIt： （ ） 图 t1t2 状态下的等效电路图 1( ) ( )Lr Lr rin tVi t I t L1( ) ( ) inLa La aVi t I t tL12 1() rLr Lt I t Vin2 1 1( ) ( ) ( )Lr rLa La aLi t I t I t L全桥移相软开关 DC/DC变换器设计 15 (4)开关模态 3(t2,t3) 在 0 时刻， Lr 的电流过零反向，其电流迅速下降到 cI ， rL 进入饱和状态，其电流下降到负载电流 LdI。 开关模态 3 持续的时间为： （ ） 辅助电感电流下降到： 3()LaIt （ ） 图 t2t3 状态下的等效电路图 (5)开关模态 4（ t3， t4） 在这个开关模态中，主功率回路给负载供电，而辅助电感电流继续线性下降，直到LaI 下降到零，结束开关模态 4。 在这段时间里， （ ） 开关模态 4 的持续时间为： （ ） 图 t3t4 状态下的等效电路图 32( ) ( ) c aLa rLa I LI t I t L4( ) ( )La inLa a tVi t I t L3 4 4( ) /Lai La I t Vin23 c rLtIVin全桥移相软开关 DC/DC变换器设计 16 (6)开关模态 5 (t4, t5) 从 t4 开始， La 与 Cal和 Cat 谐振，到 t5 时。 Ca2 的电压上升到 Vin， Dal自然导通。 在这段时间里，主功率回路给负载供电，与辅助 谐振网络无关。 () () () 式中 开关模态 5 的持续时间为： () () 图 t4t5 状态下的等效电路图 （ 7）开关模态 6（ t5， t6） 在 t5 时刻， Da1 导通，把 La 两端电压钳位为零，辅助电感电流通过 Q2 和 Dal续流其电流值为 5()LaIt。 同时，这段时间中的 1xt 时刻， Q3 关断，原边电流迅速上升到 cI ，电感 Lr 处于临界饱和状态。 由于负载电流很大，故在负载电流上升到 cI。 的这个期间内， Q1 两端并联电容 CI 上的电荷已被抽完， D1 自然导通，使得 Lr 两端的电压近似为零，Lr 电流保持在 cI。 这样为 t6 时刻关断 Q2 作了初始条件与 Q4 关断时相似的准备，即：26( ) 0cVt ， 46()c inV t V ， 6()LrI t Ic ， 62( ) /Lr inI t V Z ， 16( ) 0caVt ， 26()ca inV t V。 22 ( ) (1 c o s )ca t V tinV 22( ) sininLa Vi t tZ /22Z L Caa45 22t LaCa12( ) cosincaV t V t5 2( ) /inLaI t V Z1/ 22 LCaa 全桥移相软开关 DC/DC变换器设计 17 图 t5t6 状态下的等效电路图 从 t6 开始，到 t12 时，这是一个开关周期的另一个半周，工作情况与 [t0t6]半周类似。 参数设计 辅助网络的参数选择 给定一个 La 值 (在某一电压 Vig时 )，可以确定辅助网络的特征阻抗值 Z2，即： （ ） 同时对辅助网络的谐振周 期作出限制。 假设要求 La 的电流从 0 上升到 la 的时间在半个开关周期 Ts 的 1/k,即： （ ） 就可以由 ()和 () 确定 La 和 Ca 的值。 （ ） （ ） Lr， Cr 和 Ic的确定 这三个参数由下面三个方程决定： （ ） （ ） agI22 LaCa222sTLaCa k 1( ) s in2 c a g igI I t VLeCr 1( ) ( c o s 1 )c a g c cI I t I ILeLr     2 2 igagVLaZ Ca I2ag sigITCa VKig saagVTL IK全桥移相软开关 DC/DC变换器设计 18 （ ） 由式 ()()可以求出下列三个参数 ： （ ） （ ） （ ） 又有 () 可得： （ ） 对 igV 的选取 前面讨论时，是针对一个给定的 inV 值来设计的，而 inV 是变化的，一般允许 inV 有+15%20%的波动。 为了在波动范围内任意电压下均能实现零电压开关，有必要讨论 inV的选取。 假定输入电压为 inV 时， 11sin tA  ；输入电压为 igV 时， 11sin gtA 。 把前面求得的 La, Ca, Lr, Ic 和 Cr 的值代入到式 ()， ()中，可以得到： （ ） K 值选取 K 值的选择时一个关键的问题。 因为在输入电压和负载变化时，移相角也在变化，使得变压器原边两端电压脉冲的脉宽同时也跟着改变，在输入电压幅值增加和轻载时脉宽变窄，而功率传输的过程正是辅助谐振网络谐振的过程，我们希望在功率传输过程 结束后，辅助电容上的电压能够上升到 inV ，使得辅助谐振网络电感的电流依然保持 2/inVZ值。 因此，总是希望 K 值越大越好。 但是 K 值大小要受到约束。 从式 ()中可知 K 值要满足： （ ） 从式 (332)中可知： 11sin gtA    2 11211 1 /sin 1 12g ig agg g gssA V t IA A t A KTLeT   11sin 12gt ACr Le  121122 sin 1 1 1sin 1 1s g g gagg g g sT A A t A KI c IA A A T  Lr LaLe Lr La  2 11 111 12 si n 2g igs g g agA V t TLrT A A K t I 1 2 1sin112 sggAAtTKmaxV Vinig 全桥移相软开关 DC/DC变换器设计 19 （ ） 代入前面求得的 aL ， rL 和 Ic 值有： （ ） 如果 ()式大于 零，即： （ ） （ ） 这实际上就是第三个条件。 也就是说第三个条件成立的前提是 K 值要满足 ()式。 上面的讨论中， K 值必须同时满足式 ()， ()和 ()。 显然，只要满足 ()式，就能满足 ()式。 为了能同时满足 ()和 ()式，这就涉及到 Ag 的取值。 Ag的取值 gA 不能无限制地趋近于 1，这就是由于受到 K 值的选择的限制。 如果希望在满足()式的同时， ()式也能 满足，必须有： （ ） 亦即： （ ） 从前面的讨论中知道， /1in igVV ，故 /in igVV在（ 0， 1）内取值时，式 ()右侧是单调增函数 1，即 /in igVV越大， gA 可取值越大。 只要确定了 inV 的波动范围，就可以确定 gA 最大取值。 Iag的选取 前面讨论时，都是认为折算到原边的负载电流 Ldi 大于 cI ，当 LrI 下降到 LdI 时， 4cV还未上升到 inV。 此时辅助谐振网络一方面要继续给 C4 充电，使 C2 放电，另一方面还要给负载供电。 为了使 Ldi 在 4cV 继续上升到 inV 的过程中不至于上升得太快，而使得给 C4充电，使 C2 放电的电流过小，导致 4cV 无法上升到 inV ，有必要对 La 作出约束，一般要求： 2 fLa n L （ ） 11sinsgTAtK 11 22si n11igsggVinL I L I AAa a r c VtT AK    11 2sin1 1s g ginig T A AVV t AK       1c os 1 0e c a aaL I I t IL    111 1 2si n si n(1 1 )s g g s g ginigA A A AVVTTt tA   (2 )g in inig igA VV全桥移相软开关 DC/DC变换器设计 20 式中： fL 是输出滤波电感，是变压器原副边匝比。 之所以作出如此约束，是由于当负载折算回原边时，滤波电感上所加的电压并非完全是 4cV ，而是 24cV nV。 因此只要满足式 （ ），就可以近似的认为在 c4V 的上升过程中， fL 电流保持恒定。 La 选定后，就可以由 ()式确定 agI ，即： （ ） sag aigVTI KL 全桥移相软开关 DC/DC变换器设计 21 第 4 章 硬件电路设计 主电路原理 主电路包括以下几个部分： 整流与滤波：将电网交流电源直接整流为较平滑的直流电，以供下一级变换。 高频逆变：将整流后的直流电变为高频交流电，这是高频开关的核心部分，频率越高，体积、重量与输出功率之比越小。 当然并不是频率越高越好，这里还涉及到元器件，成本 PT扰，功耗等多种因素。 输出整流与滤波：是根据负载需要，提供稳定可靠的直流电源。 主电路图如图 所示。 图 . 主电路原理图 整 流与滤波 当正弦电压为上正下负的时候，由零逐渐增大时，二极管 D D3 正偏导通，电源通过 D D3 向负载供电，同时向电容充电，直到 22UUc 以后随着输入电压下降，电容 C 开始向负载放电。 在处于输入电压小于 Uc 期间，四个二极管都反偏截止，此时负载两端电压靠 C 的放电来维持，当电容放电到 Uc 等于输入电压的绝对值 ,输入电压的全桥移相软开关 DC/DC变换器设计 22 负半周使 D2\D4 正偏道通，电容充电，如此周而复始的充放电。 电容滤波主要利用电容两端电压不能突变的特性 ,使负载电压波形平滑，故电容应与负载并联 ,且电容 值较大。 其电路图如图 所示： 图 全波整流电路图。