交错并联双管正激变换器与研究

交错并联双管正激变换器与研究内容摘要：

③并联结构可以使每个并联支路流过更小 的功率，消除变换器的“热点”，使热分布均匀， 提高可靠性。 【 10】 本章小结 本章首先分析双管正激变换器稳态工作原理 ，主要从两 个方面展开 ： ①变换器输入输出的基本关系以及电路中各个器件的电压电流应力关系。 由于 这部分相对简单，这里只是将半导体器件的电压电流应力和输入输出电压的关系列出。 这部分的工作主要是为第三章功率电路各器件的设计选取提供依据。 ②变压器的磁化过 程。 由于交错并联双管正激变换器的变压器有个短暂的反向磁化的过程，这是单路双管正激变换器的变压器所没有的一个过程，因此这里单独对变压器的磁化过程进行 了简要的分析。 . . 第 3章 电路参数设计 设计的技术指标 交流 电压 ： 380V177。 20% 输入电压 ： 交流电压 整流后得 410VDC~615VDC 输出电压： 180V 直流输出 输出功率 ：该变换器是某逆变器的前级， 逆变器输出满载功率为 3KW。 考虑到逆变器自身损耗， 将该 DC/DC 变换器平均输出功率定为 3300W， 最大瞬时功率定为 6300W。 保护功能 ：输入过压保护、输出过压保护、原边过流保护、后级保护、前级保护、输出短路时具有限流功能 (故障消除时能恢复正常工作 )。 主电路关键参数设计 主电路参 数设计时， 考虑稳态时各元器件的电压电流关系。 由于输入滤波电容的存在，忽略三相整流后电压的波动， 从而近似输入电压无波动。 【 1】 a、占空比和变压器变比的确定 控制芯片选用 UC3525， 试验中它可以输出最大占空比 D 为 ，开关频率设计在 50K。 在输入电压最低为 410VDC时，保证输出电压以达到 180V。 由公式： 2ViVo DK （ 31） 可得变压器原副边变比 K=N1:N2=，考虑到实际电路中会有一定的占空比丢失，取变比 K 为 2。 b、磁芯选择 根据公式 4P 1 0JKTwe w o sAA Bf    （ 32） 其中等价功率 PT=， Bw取 ，载流密度 J=4A/mm2，窗口利用系数 KO=， ,得磁芯尺寸为 ， EE55B 型磁芯符合 . . . 再 根据公式 61 1 0Aip w e sVDN Bf   （ 33） 得到变压器原边参数 N1=，取 28，根据变比要求取副边匝数为 14。 a、滤波电感 根据公式 (1 2 )2 sRDL f   （ 34） 其中 R 为 5 ，  =1 对应电感电流的临界点， Sf =50KHZ，求 得 L=130uH。 b、滤波电容 根据公式 4 SC Rf  （ 35） 其中 R 为 5 ，  ， Sf =50KHZ， 求 得 C=70uF。 根据整流后的最高输入电压为 615V,选取耐压为 800V 的 MOSFET。 续流管中流过的是变压器磁化电流，取磁化电流为负载电流 的 5%，因此得到流过原边续流管的电流为 33000 .0 5 0 .9 9180IA   原边续流管的电压应力是输入直流母线电压，最大为 615V，选取DSEl8—12 型二极管。 流过整流管电流的瞬时值是流过开关管电流瞬时值的两倍，则流 过整流管的最大电流为 I=2Iq= 承受的最大电压也为 615V，选取 DSEl30—12 二极管。 开关频率相对于输出功率变化的频率很高，在每个开关周期中， 电感电. . 流近似不变。 流过该二极管的最大电流为 IDFmax=IDRmax= 考虑到线路电感引起的电压尖峰和反向恢复损耗可能会热击穿二极管，选取两个 IXYS 公司的 DSEl30— 06 二极管串联。 控制电路关键参数设计 控制电路采用 Unitrode 公司的集成芯片 UC3525，此芯片是电压型芯片，可以外接一个运算放大器， 做电压环，其内部的运放用 来做电流环，该 芯片具有功能强大、集成度高等优点，能完全满足控制及保护功能要求。 UC3525能提供接近 50%的脉宽控制，可设定死区时间，对称性好， 工作频率可达400kHz，图腾柱结构输出， 输出能力达 500mA， 内带 2MHz 带宽的放大器，软启动功能， Shutdowm 保护端功能。 【 10】 根据控制要求， 采用如图 31 所示的 3525 外围电路及参数要求。 1. 频率由 6 脚 TR 与 5 脚 TC 值决定。 开关频率为 50KHz,内部振荡频率为100 KHz,可确定 :  , nF。 由于双管正激变换器无直通现象， 且 3525 的输出最大占空比小于 ，为了提高系统的动态相应，可以尽量增大最大占空比，因此在设计时，将死区设置电阻 Rd 定位 0。 芯片加电后， 软启动端 P8 脚提供 50uA 的输出电流， 把电容电压从 0V缓慢充至 ， 对应输出占空比从 0 缓慢增至最大值， 设定软启动电容 l0uF。 软启动时间为 ： 661 0 1 0 3 .3 0 .6 65 0 1 0ts 软启动端电平拉低后驱动信号为 零。 在变换器出现某些故障时，可以拉低软启动端电平，使输出为零， 如输出过欠压故障、输 入过压故障、功率管过流故障等。 软启动端可以减小功率管的开机冲击， 避免变压器的双倍磁通效应。 端保护 当 Shutdowm 端电平高于 ，切断芯片工作，没有驱动信号输出，. . 并给软启动端电容复位： 当 Shutdowm 端电平低于 时，重新软启动。 要正常实现保护功能， 该端子的电流还要大于。 某些故障保护端必须加在 Shutdowm， 如功率管短路故障、输入过压故障、变压器原边过流故障等。 P16 脚 Vref 提供 50mA 输出能力的 高精度电压基准。 9 脚附近并接较小容量的解耦电容，滤除图腾柱产生的谐波， 以免影响系统的正常工作。 P N P N P NP N P N P NV C C保 护 信 号V t r fV o u t驱 动驱 动E / A E / A +S Y N CO S C O U TC TR TD I S CS SV R E FV C CO U T BV CG N DO U T AS DC O M PU C 3 5 2 5 图 31UC3525 外围电路 V C CR 1R 2C 3R 3R 4T 1T 2R 5R 6C 1C 2 图 32 过电流保护电路 . . 图 3— 2 是原边电流取样电路。 T T2 是脉冲电流互 感器， 它们在电路中交替工作用来检测功 率 M0SFET 漏极流过的电流波形。 目前可行的电流取样器件有， 无感电阻、霍尔电流传感器、普通的电流互感器。 无感电阻是采用无感绕法的低值电阻，尽管用法简单， 但会造成明显的附加压降和损耗。 霍尔电流传感器是比较理想的快速电流检测器件， 但价格较贵限制了它的应用。 普通的电流传感器存在带宽限制以及输出信号失真等问题。 这里我们采用了 脉冲电流互感器， 套在功率 MOSFET 的漏极引线上，线上流过的电流是漏极电流 Ids。 引线相当于脉冲电流互感器的原边， 匝数为 1 匝， 磁环如果绕了 N 匝， 则原副边匝比为 1/N。 假设电流互感器铁芯 的工作磁导率很大， 当互感器的原边流过正脉冲电流 Ids 时， 副边电流为Is=Ids/N， Is 在检测电阻 R R6 上建立电 压， Urs=Isr/N(R5=R6=R)， 原边电流降到 0 很好地再现了原边脉冲电流。 电容 C C2 用于吸收高频振荡尖峰。 检测电压送给LM31l 比较器并与基准电压进行比较。 正常时， LM31l 的输出为高电平，当检测到脉冲电压的峰值超过基准电压时，输出低电平， 这个信号传给后接的保护、锁定电路进行过流保护。 V C CQ 1Q 2CR 1R 2R 3R 4D 1D 2D 3D 4 图 33 主功率管驱动电路 . . 如图 3— 3 所示是一路双管正激电路的两个主功率管的驱动电路。 设计时应考虑： 1)由于双管正激电路结构上的需要，两个主功率管必须电气隔离， 因此采取了如图所示的隔离驱动电路。 2)输入为 3525 输出的方波信号，由于主功率管均为电压型控制单极型功率器件， 3525 提供的两个图腾柱输出级电路结构不太适用， 因此经对管Q Q2 驱动。 3)为了提高 MOS 管的关断耐压和抑制干扰的能力， 开关管关断时在其栅源间 加负电压。 C 为隔直电容， R R3 为栅极驱动电阻， 目的是防止电流尖峰引起的高频 振荡。 稳压二极管 D D2 和 D D4 目的是防止 MOSFET正负驱动电压过高损坏管子。 该电路的优点是该电路只使用一个 +15V 电源，即为单电源。 由于隔直电容 C 的作用可以在关断所驱动的管子时提供一个负压，从而加速了功率管的关断， 因此有较高的抗干扰能力。 本章小结 本章主要是通过样机参数的指标， 分别设计了主电路中的一些重要参数和 控制电路中比较重要的参数。 最后还对主功率管的驱动电路进行了分析，并确定出了主功率管的驱动电 路。 . . 第 4章 主电路小信号模型分析和补偿网络设计 正激变换器小信号模型推导与分析 由于双管正激变换器的两个开关管是同时开通和关断的，因此其工作过程和单管正激变换器几乎没有区别，而正激变换器又是从 Buck 变换器变化而来， Buck 电路如下图所示。 在 Buck 变换器的基础上添加一个变压器以实现电气隔离和能量传输即可得到正激变换器。 因此分析 Buck 变换器模型可以得到正激变换器的具体工作过程。 【 9】 VinTLDC R 图 42BUCK 电路原理图 为了获得 Buck 开关变换器的基本工作特性而又简化分析，假定 电路工作在理想状态下。 下面以此电路模 型为基础推导 Buck 的状态空间表达式。 假设电感电流连续，则 Ton 时间内，电感电流线性增加， L in odiL U Udt  （ 41） ccLdu uCidt R （ 42） T 时间内，电感电流线性减小 L odiLUdt  （ 43） ccLdu uCidt R （ 44） . . 以 IL、 Vc 为状态变量，分别列出 Ton、 Toff时间内状态方程表达式。 在 0s≤ t ≤ dT 期间 ：  1 1011 0LLscCdiidt L uLd u uC R Cdt        （ 45） 0110O LCsu iui    （ 46） 简写成 11sx Ax Bu  （ 47） 1y Cx （ 48） 在 dT≤ t ≤Ts 期间  100100LLscCdiidt L ud u uLdt         （ 49） 0110O LCsu iui    （ 410） 简写成 22sx A x B u  （ 411） 2y Cx （ 412） 将式（ 411）、（ 415）按占空比的影响求平均值，得到下式 39。 39。 1 2 1 2( ) ( ) sx d A d A x d B d B u     （ 413） 同理可得 39。 12()y dC。