通信电子设计精品]基于单片机的智能电瓶充电器的设计

通信电子设计精品]基于单片机的智能电瓶充电器的设计内容摘要：

原理图 在脉冲快速充电过程中，电池电压上升较快，当电压上升至补足充电电压阈值时，转入补足充电阶段。 补足充电 2020 届毕业生毕业设计 (论文 ) 9 快速充电终止后，电池并不一定充足电，为了保证电池充入 100％的电量，对电池还要进行补足充电。 此阶段充电采用恒压充电，可使电池容量快速恢复。 此时充电电流逐渐减小，当电 流下降至某一阈值时，转入浮充阶段。 浮充电 此阶段主要用来补充蓄电池自放电所消耗的能量，只要电池接在充电器上并且充电器接通电源，充电器就会给电池不断补充电荷，这样可使电池总处于充足电状态。 此时也标志着充电过程已结束。 第三章 设计方案论证 控制方式 单片机的控制方式 根据铅蓄电池脉冲魁岸素充电理论，可利用单片机的输出脉冲控制半桥式变换器的两个开关管 V V2的通断。 单片机通过各种检测电路在充电过程中对铅蓄电池进行检测并做出相应的控制处理。 铅蓄电池的充电温度可以通过温度传感器 测量，将测出的电压量送至单片机的输入口，充电电压有两个分压电阻检测。 单片机通过检测的蓄电池的充电温度、充电电流、充电电压等，再经软件处理计算后控制主电路处于不同的充电状态：预充电、脉冲快速充电、补足充电和浮充电。 总体控制方案如 11 图所示。 单片机输出脉冲Q1电压检测温度检测输出脉冲Q2驱动驱动驱动充满指示充电指示电源指示 图 11 单片机总体控制方案 脉冲调制控制器 SG2535 的控制方式 通过对电压、温度的检测控制脉冲调制控制器 SG2535 的输出脉冲宽度，以实现不同阶段的充电、暂停和终止充电。 本方案由脉冲调制控制器 SG2535 输出的脉冲控制开关管 V V2 的栅极，以达到控制充电状态的目的。 方案设计 基于铅蓄电池的充电理论，充电器主电路采用半桥变换器高频开关稳压电源。 而控制电路通过单片机控制。 电网点先经过各种保护环节，在通过 EMI 滤波器除去共模信号。 桥式整流后，通过两电容分压，分压后与两开关管 V V2 相联。 组成半桥式功率变换器，将正弦交流电压变换成约高于充电电压的脉冲电压。 在经过半桥滤波和 LC 滤波电路使电压达到一较稳定值。 控制电路由单片机 AT89S51 组成，电源由电网交流电经过变压器变压、全桥整流、稳压管稳压后提 供。 单片机通过检测温度传感器的电压信号，以软件的方式控制输出脉冲，从而控制开关管的通断。 另外，通过检测充电电压和电流值，控制单片机输出脉冲宽度，以进入不同的充电阶段。 2020 届毕业生毕业设计 (论文 ) 10 第四章 硬件电路设计 充电器主电路设计 整流电路设计 a) 桥式整流 由于单相半波整流只利用了电源电压的半个周期，同时整流电压的脉动较大。 为了克服这些缺点，这里采用全波整流电路 —— 单相桥式整流电路。 单相桥式整流电路由 4 个整流二极管接成电桥的形式构成，如图 12 所示。 432 ππππOwtUd 图 12 桥式整流电路 由电路图可知，无论电压 U2 是在正半周还是负半周，负载上都有相同方式的电流流过。 因此，在负载得到的是单相脉动电压和电流。 忽略二极管导通时的正向压降，则单相桥式整流电路的波形图如下。 432 ππππOwtUd 图 13 桥式整流电路的输出波形 单相半波整流电压的平均值为： 222)(s in21 0UUttdU d  二极管截止时承受的最高反向电压为 U的最大值，即 UDRM =U2M = = 220V =308V 因此，所选用的整流二极管的最高工作电压为 1000V。 b) 电容滤波电路 2020 届毕业生毕业设计 (论文 ) 11 电容滤波电路是在整流电路的直流输出侧与负载并联电容器，利用电容的端电压在电路状态改变时不能突变的原理，使输出电压趋于平滑。 电容滤波电路如下所示。 CU3U2+ 图 14 电容滤波电路 本电路的输出电压在负载变化时波动大，说明它的带负载能力差，只适合于负载较轻且变化不大的场合。 电路简单，输出电压高，只是输出电压不稳 定。 电容滤波是的输出电压平均值为： 全波： U3 = (～ )U1 = (～ ) 220V = 264V (取 ) 半桥逆变电路 半桥逆变电路由两个导电臂构成，每个导电臂由一个全控器件和一个反并联二极管组成。 电路图如下所示。 直流侧接有两个相互串联切足够大的电容器 C1和 C2，满足 C1=C2。 +D1D2V2V1LRC2C1U2 图 15 半桥逆变器电路 在一个周期内，开关管 V V2的基极信号各有半周正偏、半周反偏 ，且互补。 设在 t2时刻以前 V1导通， V2截止，则 U4=177。 1/2U3。 t2时刻 V1截止，同时给 V2发出导通信号，由于感性负载中的电流 i 不能立即改变方向，于是 D2导通续流。 U4=－ 1/2U3。 t3时刻 i0降至零， D2截止， V2 导通， i0开始反向增大。 此时仍然有 U4=－ 1/2U3。 t4时刻 V2截止，同时给 V1发出导通信号，由于感性负载中的电流 i0不能立即改变方向，于是 D1先导通续流。 此时仍然有 U4=＋ 1/2U3。 t5时刻 i0降至零， V1导通。 U4=＋ 1/2U3。 由上分析可知，输出电压 U4周期为 TS 矩形 波，其幅值为 1/2U3。 当 V1或 V2 导通时，负载电流和电压同方向，直流侧向负载提供能量。 而当 D1或 D2导通时，负载电流和电压反方向，负载中电感的能量向直流侧反馈，即负载将起吸收的无功能量反馈回直流侧，反馈的能量暂时存储在直流侧的电容中。 该电容起缓冲这种无功能量的作用。 半桥逆变电路输出电压波形如图所示。 2020 届毕业生毕业设计 (论文 ) 12 V1导 通V2导 通 U4 图 16 半桥逆变电路输出电压波形 开关变压器的设计计算 开关变压器的磁化特性工作在第一、第三象限，它的磁通变化可 以 从－ BM 到＋BM，属于对称式工作变压器。 主变压器施加电压只有一半输入电压值 1/2U4(＋ 132V)。 开关管的反向耐压比较低。 在两功率管交替开关作用下，变换器原边可 产生幅值280V的方波电压。 经变压器整流滤波输出，实现功率转变。 a) 估算采用 EE55 铁氧体磁芯的功率容量 EE55 的中心柱截面积为 Ae=，窗口面积为 AQ=，它的功率容量乘积为 Ap=Ae AQ= =。 当开关频率选 50KHz 时： Ap= Ae AQ=(PT 106)/(2η fBMδ KMKG) ＝ (600 106) /(2 50 103 1500 2 1) = 5 可见，采用 EE55 磁芯时，其功率容量足够大． 原边绕组匝数： NP=(VINP/2) 108/(4fBmAe) =(280/2) 108/4 50 103 1500 = 故 NP取整数 14 匝。 b) 充电器的容量计算 当充电器为 36V,12A 时蓄电池的充电最大容量为： 36V 12A＝ 432W 故变压器铁芯的容量计算可按照 500W 容量计算。 c) 原边与副边绕组匝 数比的计算 开关变压器的原边与副边绕组的匝数比为： VOPIN MI V=NsNp 其中： VIN MIN指电网最低输入直流电压值， VIN MIN＝ 220V VOP指整流滤波输出电压的脉冲幅度。 VOP要考虑三个因素之和，即： V0=40V+40 10%=44V，二极管压降： VD=, 滤波电感直流压降为 VL=。 设整流器输出占空比为 ，则有： VOP=(44++)/=50V 因此原副边绕组匝数比为： 2020 届毕业生毕业设计 (论文 ) 13 (取3 匝)= 220V=NsNp 副边绕组匝数为： Ns=Np/3=14/3= (取 5匝 ) 经过实验证明，当开关变压器原边绕组为 20 匝，副边绕组匝数为 8 匝时，半桥变压器的开关脉冲电压波形有所改善。 变频整流电路 变频整流电路由两个整流二极管和一个 LC 滤波电路组成，使半桥逆变器输出的脉冲电压成为一个比较稳定的直流电压 111。 整流前后电压波形如下图所示。 U7 U6 U5图17 整流前后的波形 控制电路的设计 传感检测电路 a) 温度检测电路 温度检测所使用的传感器非常多，热敏电阻是其中一种用半导体材料制成的敏感元件，起主要特点是灵敏度高、体积小、功耗低而且价格低廉。 用热敏电阻构成的温度检测电路较为简单，使用电阻分压电路，将温度变化引起的电阻变化转为电压信号，可以直接传送给单片机处理。 下表为负温度系数的热敏电阻的分度表。 表 1 热敏电阻分度表 温度/℃ 电阻 /kΩ 温度/℃ 电阻 /kΩ 温度/℃ 电阻 /kΩ 30 40 50 31 41 51 32 42 52 33 43 53 34 44 54 35 45 55 36 46 56 37 47 57 38 48 58 39 49 59 2020 届毕业生毕业设计 (论文 ) 14 温度检测电路如下所示。 它是有温度传感器和单稳态触发器两部分组成，单稳态触发器有 NE555 时基集成电路构成。 热敏电阻 RT 用作温度传感器。 当蓄电池温度较低时，热敏电阻 RT 表现电阻值较大，调节电位器 Rp 可以使时基集成块触发端 2 脚的电平低于 1/3 电源电压（指集成块 IC 的供电电压 VDD），单稳态电路触发翻转进入稳态，电路置位，输出端 3脚输出高电平，使三极管触发导通向单片机输入低电平。 相反，当蓄电池温度较高时，则向单片机输入高电平。 本电路可以通过调节可调电阻器 Rp 的阻值，使电路在温度为 45℃的时候发生动作，实现温度检测的目的。 图1 8 温度检测电路VTR3CR2R1RTRp单片机NE。