基于51单片机的正弦逆变电源

基于51单片机的正弦逆变电源内容摘要：

和 DAC0832 的模拟正弦波发生器，双极性脉宽调制及 11 死区发生电路，光电隔离及驱动电路， H 桥逆变及 LC 滤波电路。 系统框图如图 所示 图 系统原理 由图 可以看出，整个电路都是围绕 H桥的逆变展开，其中 SPWM 波形的发生和逻辑变化以及光电隔离是电路的核心。 DA 产生的正弦波和线性三角波通过比较器比较，产生两路相位相反的SPWM 波，利用非门构成死区发生电路，最后通过光耦隔离驱动 H桥，使得 DCDC 升压后的母线电压逆变，最终通过 LC 低通滤波电直流电源 DCDC 隔离电源 比较器 三角波 单片机 A 单片机 B 键盘输入 液晶显示 D/A 转换 死区发生 隔离驱动 H 桥逆变 LC 滤波 负载 负载 A /D 采样 12 路将输出电压的高频分量滤除，得到题目要求的正弦电压。 同时利用 AD 对输出电压幅值采样，用以液晶显示和稳幅。 通过键盘控制单片机 B 调整 D/A 输出的正弦波的幅值和频率，可以改变输出电压的幅值和频率。 小结 本小节从理论上阐述了逆变器控制原理和逆变控制的方法，确定了以正弦脉宽 调制作为本文的逆变方法，并确定了逆变电源的系统构成。 下面将分别对各组成部分分析和设计。 3 系统硬件方案设计与实现 DCDC 升压硬件设计 常见的低压直流输入，高压交流输出的逆变电源有两种设计思路，一是将低压直流通过方波逆变升压至高压直流，再通过正弦波逆变转换成交流电压；二是直接将低压直流通过正弦逆变的方式转换成正弦交流电压，再通过工频变压器升压。 两种方案各有优缺点，第一种方案总体电路复杂，对参与正弦逆变的 MOSFET电压参数要求高，但是利用高频升压可是大大减小变压器的体积和质量；第二种方案电路形式 相对简单，对参与正弦逆变的MOSFET 电流参数要求高，但是大功率的工频变压器在体积和重量上都远远高于高频变压器。 综合上述论述，本文中选择第一种方案，综合考虑输出功率，输出电压等因素，选择推挽式 DCDC逆变升压。 13 发生芯片选择 考虑到电路结构的复杂性和制作的难易程度，我们选择SG3525 作为 PWM 控制器。 SG3525 是用于驱动 N 沟道功率 MOSFET的 电流型 PWM 控制器。 结构上有电压环和电流环双环，因此，无论开关电源的电压调整率、负载调整率和瞬态响应特性都 较 提高，是比较理想的 PWM 控制 器。 SG3525 内部结构原理图如图 37所示。 图 31 SG3525内部结构原理图 DIP 封装的 SG3525 各引脚功能描述如下： (引脚 1)：误差放大器反向输入端。 (引脚 2)：误差放大器同向输入端。 (引脚 3)：振荡器外接同步信号输入端。 (引脚 4)：振荡器输出端。 (引脚 5)：振荡器定时电容接入端。 （引脚 6）：振荡器定时电阻接入端。 14 (引脚 7)：振荡器放电端。 该端与引脚 5 之间外接 一只放电电阻，构成放电回路。 (引脚 8)：软启动电容接入端。 (引脚 9)： PWM 比较器补偿信号输入端。 (引脚 10)：外部关断信号输入端。 接高电平时输出被禁止。 A（引脚 11）：输出端 A。 (引脚 12)：信号地。 (引脚 13)：输出级 供电 电压接入端。 B（引脚 14）：输出端 B。 和引脚 11互补输出端。 （引脚 15）：电源接入端 ，工作范围为 840V。 (引脚 16)：基准电源输出端。 该端可输出一温度稳定性极好的 （ 精度 %）基准源。 SG3525 内置了 精密基准源，微调至 %，在误差放大器共模输入电压范围内，无须外接分压电组。 在 CT 引脚和Discharge 引脚之间加入一个电阻就可以实现对死区时间的调节功能。 SG3525 的软启动接入端（引脚 8）上接一个电容 即可实现软件启动。 基准电压接在误差放大器的同相输入端上， 将 输出电压的采样电压加在误差放大器的反相输入端上。 当输出电压因输入电压的升高或负载的变化而升高时，误差放大器的输出将减 小，PWM 脉宽变窄 ， 输出晶体管的导通时间也变短， 从而使输出电压回落到额定值，实现稳态。 反之亦然。 当 Shutdown（引脚 10）上的信号为高电平时，禁止 SG3525的输出，同时，软启动电容将开始放电。 如果该高电平持续，软启动电容将充分放电，直到关断信号结束，才重新进入软启动过 15 程。 为 防止外部干扰信号耦合而影响 SG3525 的正常工作 ， Shutdown引脚应通过接地电阻可靠接地。 由 SG3525 构成 PWM 发生电路如图 IN1IN+2Sync3OSC4CT5RT6RD7SoftStat8Comp9SD10OutputA11GND12VC13OutputB14VCC15Vref16U6SG3525C2047R2412KR22103C191KR1720KR15104C18200K R16104C172kR25104C21+12 图 SG3525 内部 （从 16 脚 输出）参考源接到误差放大器的同相输入端，并通过 C18 稳压，作为其参考源。 R2 R2 C19 构成振荡电路，其频率由下式计算得到。 11 9 ( 0 . 6 7 2 2 1 . 3 2 4 )o s cf C R R  取 C19=， R6=12k， R7=47，则 fosc=124kHz，输出频率为振荡频率的一半，为 62kHz。 7 脚为振荡器放电端，与 5 脚之间接一个电阻构成放电回路，用来产生 PWM 波的死区时间，死区时间大约为 ，所以 R24选择 47 欧姆的电阻。 R17,R15,R16 与 C17 构成补偿电路。 C20 为软启动电容。 R25 为将关断脚，直接接地使 3525 工作可靠稳定。 SG3525是用于驱动 N沟道功率 MOSFET的 电流型 PWM控制器 ， 16 为了提高驱动能力，本文利用 8050 和 8550 构成驱动功率放大电路，如图 33 Q48050Q6855022R2710KR30Res2R2810R26BT12V 图 驱动信号功率放大 MOSFET 的选择 电源设计输出功率为 100W，输入电压为 12V，则通过 MOSFET的最大电流在 10A 左右，我们选择 N 沟道 MOSFET： 60N06。 主要的参数为： VDS=60V， ID=60A， RDS(on)=18mΩ。 推挽变压器设计 在确定了 DCDC 的电 路形式和工作频率后，还需确定输出功率才能计算推挽变压器参数。 驱动电源提供的功率取决于 H 桥MOSFET 的参数，而 H桥的 MOSFET 又与电源电压和电源输出额定功率额定电流有关。 电源输出最大功率为 100W，蓄电池的输入电压为 12V， MOSFET 的在最大输出功率下输出电流为 10A，而电源启动时考虑涌浪电流，电流约为额定电流的 3倍左右，约为 30A。 经 17 查阅场效应管手册，选择 60N06，其主要参数已在上节介绍过。 由于对场效应管的控制实质是对输入电容的充放电控制，驱动线路的负载为容性。 由于电容上电荷的保持作用，理论上讲 驱动电路无需提供持续电流，但为使场效应管快速开通，需要提供足够的充电电流。 场效应管的充电电流 IC由下式确定 39。 GS GSC rCVI t () GS iss rssC C C () 式中 CGS栅极到源极的电容 (pF)。 Ciss输入电容 (pF)。 Crss反馈电容 (pF)。 VGS栅极到源极电压 (V)； tr’ 输入脉冲上升时间 (ns)。 对 IRF540， Ciss=2020pF,Crss=115pF,则 CGS=2500pF。 tr’ 由下式确定： 39。 g isst R C () 式中 Rg脉冲驱动回路的电阻 (Ω )。 Ciss输入电容 (pF)。 Rg=20Ω,Ciss=2600pF ，则 tr’=114ns。 代入式 32 中，得到IC=200mA。 因此驱动电源提供的瞬时功率 至少为P=12V200mA= （实际输出功率可以远远小于此值）。 设计输出最大功率为 120W，频率取上节计算的 62kHz。 知道输出功率和频率后，便可对变压器参数进行计算。 1) 计算初级匝数 18 由电磁感应定律可得： m ax pUpB K fN Ae= () Up 是加于变压器原边绕组的电源电压的有效值，为 24V, f=62kHz， Bmax 是磁 芯的最大 工作磁 通密度（ T） ,通 常取1123sat satBB,Bsat为饱和磁通密度。 Ae 是磁芯有有效截面积（ m2）。 K为常数，对于正弦波取。 方波取 4。 由上式得原边匝数为 pp m axUN4 fB A e= () 输出功率 o p p p m a xP I U I p 4 N f B A ehh= = ? () 假设变压器原边绕组占磁芯窗口面积 Ac 一半，磁芯窗口填充系数 k=,变压器效率  =80%,则 (37)式可化简为： o m a x c eP B f jA A= () Ac 为磁芯绕线架的窗口面积， j 为导线电流密度 ,通常可取2~8A/mm2。 则（ ）式可化简为： ce m a xPoA p A A 1 . 1 6 B f j== () 常见的磁性材料 PC40 ，按 PC40 的参数计算，其Bsat=450mT=, 取 Bmax=13 Bsat=, , j=代入 （ ） 有 : 19 9 4 436m a x24 0 . 7 7 1 0 0 . 0 7 71 . 1 6 1 . 1 6 0 . 1 5 7 2 1 0 2 . 5 1 0ce PoA p A A m c mB fj = = = = ?创创 ?查 磁 芯 数 据 手 册 可 知 EC35 磁芯 Ae==, Ac==,则 44ecA A 0 .7 1 6 1 .3 6 5 c m 0 .9 7 7 c m=? Ap 计算值，能满足要求且有足够裕量。 选定 EC35 磁芯后，由（ 36）式： pp 34m a x eU 24N 1 2 . 8 T4 f B A 4 6 2 1 0 0 . 1 5 0 . 7 1 6 1 0 = = =创创 ? 实际取 13T。 在输入电压最大时验算变压器的最大工作磁感应强度 Bmax， Upmax 取为 30V，则 p m a xm a x s a t34pU 3 0 1B 0 . 1 1 2 T B4 f N A e 4 7 2 1 0 1 3 0 . 7 1 6 1 0 2= = = 创创 ?,未产生磁饱和。 因此取 3圈是合适的。 2) 计算次级绕组匝数 由推挽电路的电压输出公式： ssppNU q 39。 U N= ,其中 onTq39。 T/2= ,取 q’ max=, 则 spm a x pUN 3 8 0 1 3N s 8 0 Tq 39。 U 0 . 9 2 4180。 = = =180。 由于输出电压很高，在输出绕组采用全波整流电路，以减小二极管产生的压降。 因此次级绕组为 80T。 3) 变压器绕法 为减小漏感和高频趋肤效应，采用“三明治”绕法，初级和次级组都由多 股并绕。 具体绕法如下：次级分两层，第一层的 40T绕在最里面，再缠初级级绕组的两个绕组，最后再缠次级的 40T。 20 每一层都均匀分布的绕，层与层之间用绝缘胶隔开。 这样得到的漏感最小，实际的测试效果也表明了这一点。 全桥整流选用快速二极管 FR107， FR107 的主要参数为：Vrmm=1000V， Io=， Trr=250ns，符合电路设计的要求。 输出滤波电感和电容的选择计算从略，原理图见图 39。 输出电压经R15， R17 和 R16 分压滤波后，反馈到 SG3525 的 1 脚，实现闭环稳压输出。 小结 本小节主要阐 述了 DCDC 升压电路的基本原理和电路结构形式，详细计算了升压电路主要元件的参数，确定了升压变压器的参数，明确了变压器的绕发及减小漏感的方法。 为下面的正弦逆变提供 340V 母线电压。 SP。