xx毕设--论文--基于matlab的通信系统仿真程序设计—qpsk与同步--贺铮

xx毕设--论文--基于matlab的通信系统仿真程序设计—qpsk与同步--贺铮内容摘要：

（ 31） 假设收到的信号就是发送端的输出 u0（ t），则接收端用一个中心频率 为 cf的窄带滤波器提取导频 cos ca wt ，再将它经 90度移相后得到与调制载波同频同相的相干载波 sin cw t，接收端的解调方框图 24所示。 河南科技大学本科毕业设计（论文） 12 相 乘调 制带 通 相 加9 0 176。 相 移～m(t) ()tousin ca w t调 制 信 号 输 出 图 33 发送端插入导频示意图 图 34 接收端接收方框图 前面提出，发送端是以正交载波作为导频的，其原因解释如下。 由图 34可知，解调输出为 v(t) = twtwatwtamtwtu ccc s i nc o ss i n)(s i n)( 220  = twatwtmatmacc 2s i n22c os)(2)(2  （ 32） 经过低通滤除高频部分后，就可恢复调制信号 m（ t）。 如果发送端加入的导频不是正交载波，而是调制载波，则接收端 v（ t）中还有一个不需要的直流成分，这个直流成分通过低通滤波器就会对所需信号产生影响，这就是发送端正交插入导频的原因。 2PSK和 DSB信号都属于抑制载波的双边带信号，所以上述插入导频方法对两者均使用。 对于 SSB信号，导频插入的原理也与上述相同。 河南科技大学本科毕业设计（论文） 13 二、 直接载波同步法 常用的直接载波同步法有 平方 环 载波同步法和科斯塔斯环载波同步法，下面简述介绍一下平方环载波同步法的原理。 设调制信号为 s（ t），其中无直流分量（如双极性不归零码），则抑制载波的双边带信号 x c（ t）为 ( ) ( ) c os , ( ) 1ccx t s t w t s t   （ 33） 接收端将信号进行平方变换，即经过一个平方律器件后就得到： twtstswttste c2c os)(212 )(c os)()( 2222  （ 34） 虽然 s（ t）无直流分量，但 s2（ t）却一定 有直流分量，其值为 1。 从上式可以看出，只要通过一个窄带滤波器就可以从 e（ t）中提取一个 2 cw 的频率分量，再经过一个二分频器就可以得到想要的频率成分，也就是所需要的同步载波。 其原理框图如图 35所示。 平 方 律器 件二 分频 器2 cw 窄 带 滤 波 器输 入 已调 信 号 载 波输 出e(t)图 35 窄带滤波提取载波的原理框图 为了改善平方变换法的性能，使恢复的相干载波更为纯净，图 35中的窄带滤波器常用锁相环代替，构成 36所示的方框图，成为平方环法提取载波。 由于锁相环具有良好的跟踪、窄 带滤波和记忆功能，因此平方环法的性能很好，也得到了较广泛的应用。 平 方 律器 件鉴 相 器环 路滤 波 器D D S二 分频 器输 入 已 调信 号 载 波输 出图 36 平方环法提取载波 锁相环在功能上等价于一个非常窄的窄带滤波器，可以很好地提取所需河南科技大学本科毕业设计（论文） 14 的载波分量。 不过平方环法也有一点缺点，就是相位模糊的问题。 虽然期望锁相环的输出为 cos2 cwt ，但由于频分器件的不确定性，得到的输出为 cos cwt或者 cos( cwtπ）。 这对于数 字通信系统来讲，会导致码元反相，导致比特错误。 所以在实际中，要通过分差相位调制等方法来克服这个缺点。 锁相环的结构如图 36所示。 数字合成器输出信号与输入信号通过鉴相器进行鉴相，产生一个与两信号相位差有关的误差信号，然后通过环路滤波器滤除误差信号中的高频分量和噪声，取出缓慢变化的直流分量控制振荡器的频率，使输入信号与输出信号之间保持一个较小不变的相差。 若输入信号与输出信号之间的相位差发生变化，则鉴相器的输出电压将调整 DDS的频率，以减小二者相位差的变化。 当输入信号与输出信号之间的相位差保持固定值时，认为环路 处于锁定状态，此时输入信号与输出信号的频率完全相同。 对于相同的数字环路滤波器，我们给出一个简单且实用的结构，如图 37所示。 Z 1输 入C L KC1C2 输 出图 37 二阶数字环路滤波器的的结构图 下面直接给出环路滤波器参数 C1和 C2的计算式。 dnk TwC 21  （ 35） 2CdnkTw 2)( （ 36） 河南科技大学本科毕业设计（论文） 15 式中，  为环路阻尼系数，工程上一般取 ； wn为环路阻尼振荡频率；T为 DDS频率字更新周期，取数据采样周期为 1/256ms； Kd为环路增益。 如图 37所示，锁相环中的鉴相器、环路滤波器和 DDS模块都可以用数字电路实现。 167。 符号同步 在实际的数字无线通信系统中，由于接收机本地振荡器所产生的时钟与发送端本地振荡器所产生的时钟是相互独立的，所以 ，两者在频率及相位上是有差异的。 如果直接用接收端本地振荡器所产生的周期性脉冲序列对接收信号进行采样，将会引起严重误码。 因此，要设计从接收信号中提取时钟，使它与收到的数字符号符号的速率同步，这样，才能得到准确的采样瞬时。 在所有无线通信系统中，符号同步是接收机所要完成的关键功能之一，接收机不仅要使恢复时钟的频率与接收的数字信号的时钟频率一致，而且还要确定在每个符号间隔内的何处进行采样，这与恢复时钟的相位有关，把在符号间隔 Ts内所选择的采样瞬时成为定时相位。 在实际中，由于收发时钟之间存在时钟漂移，为此，接收机的 恢复时钟 必须实时地调整其时钟频率和定时相位来补偿频率漂移，以确保对解调输出的信号采样瞬时的最佳化。 实现符号同步有很多种方法，在某些无线数字通信系统中，收、发时钟同步于同一主时钟，比如 GPS系统，该时钟提供一个非常精确地定时信号，在此情况下，接收机必须估计和补偿收、发信号之间的相位延迟。 另外还有插入导频法和直接法两类。 对于导频法提取符号同步时钟， 发射机在发送信息符号的同时，发射时钟或时钟的倍频信号，接收机可简单地使用一调谐于发射时钟频率的窄带滤波器来提取时钟。 第二种方法的优点是实现简单，但缺点是发射机必须 分配某些发射功率来发射时钟信号，另外，还必须分配小部分信道带宽供信号发射。 直接法就是从接收到的数字基带信号中提取时钟，也称为自同步。 河南科技大学本科毕业设计（论文） 16 一、 插入导频符号同步法 为了得到符号的定时信号，首先要确定接收到的信息数据中是否包含有位定时的频率分量。 如果存在此分量，就可以利用滤波器从信息数据流中把位定时信息提取出来。 若基带信号为随机的二进制不归零码序列，这种信号本身不包含为同步信号，为了获得为同步信号需在基带信号中插入位同步的导频信号，或者对该基带信号进行某种码型变换以得到位同步信息。 插入导频符号同步法与载波同 步时的插入导频法归类，它也是在基带信号频谱的零点插入所需的导频信号，如图 38（ a）所示。 若经某种相关编码处理后的基带信号，其频谱的第一个零点在 f=1/（ 2T）处时，插入导频信号就应在 1/（ 2Tb）处，如图 38（ b）所示。 1bT2bT3bT12 bT1bT()Pf ()Pff f()a ()b 图 38 插入导频法频谱图 对于图 38（ a）所示的情况，在接收端经中心频率为 f=1/Tb的窄带滤波器，就解调后的基带信号中提取出位同步所需的信号。 这时，位同步脉冲的周期与插入导频的周期是一致的；对于图 38（ b）所示的情况， 窄带滤波器的中心频率应为 f=1/（ 2Tb），因为这时同步脉冲的周期为插入导频周期的 1/2，故需将插入导频 2倍频，才获得所需的位同步脉冲。 图 39给出了位同步插入导频法方框图。 河南科技大学本科毕业设计（论文） 17 相 关 编 码 器 相 加 调 制cf /2 位 同 步 导 频a（ ）()mt 39。 ()mt c oscwt带 通 相 乘 低 通 相 加 波 形 反变 换 抽 样判 决载 波 同 步提 取窄 带滤 波相 移相 移倒 加放 大 限 幅微 分 全波 整 流整 形输 入 信 号c bf / 2bf / 2 bf( b ) 图 39 位同步插入导频方法框图 在图 39（ a）中基带信号经相关编码器处理，使其信号频率在 1/（ 2Tb）位置为零，这样就可以在 1/（ 2Tb）插入位定时频率。 接收端的结构如图 39（ b）所示，从图中可以看到，由窄带滤 波器取出的导频 fb/2经过移相和倒相后，再经过相加器把基带数字信号中的导频成分抵消。 由窄带滤波器取出导频的另一路经过移相和放大限幅、微分全波整流、整形等电路，产生位定时脉冲，微分全波整流电路起到倍频器的作用，因此虽然导频是 /2bf ，但定时脉冲的重复频率变为码元速率相同的 bf。 图中两个移相器都用来消除由窄带滤波器等引起的相移，这两个相移器可以合用。 当然，同步信号也可以在时域内插入，这时载波同步信号、位同步信号和数 据信号等信息分别被配置在不同的时间段内传送。 接收端用锁相环提取出同步信号并保持它，就可以对继之而来的数据信息进行解调。 二、 直接符号同步法 假 设 数 字 通 信 中 接 受 滤 波 器 的 输 出 信 号 为 ()yt ，即()yt = )( 0nT sthbn n+ )(t （ 37） 河南科技大学本科毕业设计（论文） 18 其中， h（ t）是包含接收、发送端匹配滤波器和信道在内的系统冲 激响应， {}nb 是信息符号序列（可以为二进制或多进制）， )(t 表示接收滤波器的输出噪声， 1/Ts为符号速率， 0 表示定时相位。 如果记 ()st 为接收信号中的信号中的有效信号分量，则 ()st = )( 0nT sthbn n （ 38） s（ t）的均值为 0，其自相关函数是周期的，且周期为 Ts。 下面介绍两种方法从接收信号 y（ t）的信号分量 s（ t）中恢复时钟。 1 锁相环法 由于信号分量 s（ t）的信息符号均值为 0，即 [ ] 0nEb ，所以 ()st 的功率密度中无离散的时钟分量 ，故不能直接用 s（ t）来产生 1/Ts的离散时钟分量，但是 2()st的数学期望 2[ ()]Es t 是周期的，其周期为 Ts，因此可利用 E[s2(t)]来产生离散的时钟分量。 2[ ( )]Es t =E[ )()(00    nT sthmTsthbb nm n m =E[ 2nb ] )()(0220    nT sthnT st nbn （ 39） 由于 E[s2(t)]是周期的，可以利用傅里叶级数表示为： 2[ ( )]Es t = Tsb2TstmjmedffTsmHfH /)(2 0])()(    π （ 310） 在数字通信系统中，实际发送信号的功率频谱密度限于 1/Ts频率以内，因此 E[s2(t)]含直流分量和频谱为 1/Ts的离散时钟分量。 因此，将接收信号平方后，通过一个窄带带通滤波器即可将时钟分量滤除出来，而这个窄带滤波器一般都使用锁相环来实现。 用锁相环法提取符号同步时钟的结构图如图310所。