基于isd1720的带语音的数字电压表设计

基于isd1720的带语音的数字电压表设计内容摘要：

口。 空闲时，需要拉高 VSSA 8 模拟地 Anain 9 芯片录音或直通时，辅助的模拟输入。 需要一个交流耦合电容（典型值为 ），并且输入信号的幅值不能超出。 APC寄存器的 D3 可以决定 Anain 信号被立刻录制到存储器中，与 Mic 信号混合被录制到存储器中，或者被缓存到喇叭端并 经由直通线路从 AUD/AUX输出。 MIC+ 10 麦克风输入 + MIC 11 麦克风输入 VSSP2 12 负极 PWM 喇叭驱动器地 SP 13 喇叭输出 桂林电子科技大学 毕业设计（ 论文 ）报告 用纸 第 13 页 共 48 页 VCCP 14 PWM 喇叭驱动器电源 SP+ 15 喇叭输出 + VSSP1 16 正极 PWM 喇叭驱动器地 AUD/ AUX 17 辅助输出，决定于 APC 寄存器的 D7，用来输出一个 AUD 或 AUX 输出。 AUD 是一个单端电流输出，而 AuxOut 是一个单端电压输出。 他们能够被用来驱动一个外部扬声器。 出厂默认设置为 AUD。 APC 寄存器的 D9 可以使其掉电 AGC 18 自动增益控制 /VOL 19 音量控制 ROSC 20 振荡电阻 ROSC 用一个电阻连接到地，决定芯片的采样频率 VCCA 21 模拟电路电源 /FT 22 在独立按键模式下，当 FT 一直为低， Anain 直通线路被激活。 Anain 信号被立刻从Anain 经由音量控制线路发射到喇叭以及 AUD/AUX输出。 不过，当在 SPI模式下，SPI 无视这个输入，而且直通线路被 APC寄存器的 D0 所控制。 该管脚有一个内部上拉和防抖动设计，允许使用按键开关来控制开始和结束。 /PLAY 23 播放控制端，有电平触发和脉冲触发两种模式 /REC 24 录音控制端，低电平有效 /ERASE 25 擦除控制端，低电平有效 /FWD 26 快进控制端，低电平有效 RDY /INT 27 一个开路输出。 Ready(独立模式 ) 该管脚在录音，放音，擦除和指向操作时保持为低，保持为高时进入掉电状态 Interrupt(SPI 模式 )在完成 SPI 命令后，会产生一个低信号的中断。 一旦中断消除，该脚变回为高。 VSSD 28 数字地 使用时，只要根据上表所列的功能要求接上外围电路即可。 4. 理论计算及原理说明 数据采集部分 任务要求设计的系统能测量 05V 的直流电压。 而 A/D 转换器 ICL7135 参考电压的 桂林电子科技大学 毕业设计（ 论文 ）报告 用纸 第 14 页 共 48 页 典型使用值是 Vref=1v。 为了提高所设计的电压表的可靠性和准确度，采用其推荐值，即 Vref=1v。 从下面 A/D 转换部分的理论计算可知其当芯片的参考电压为 1v时，最大的模拟输入量为 +2v（任务要求只需测量正电压）。 所以在数据采集部分必须加一个分压电路。 如下图。 为了降低设计难度和成本，分压电路只采用两个电阻组成。 为了减小电阻本身阻值的误差造成系统的测量误差，分压电阻采用阻值较高的电阻。 为了方便计算，取 4:1 的阻值，分别为 4 MΩ和 1 MΩ。 所以被测电压与测量值的关系为 Vi=V 测 *5。 这种关系可在程序中处理后再送显示。 图 41 分压电路 A/D转换部分 我们 采用的是 ICL7135 双积分 A/D 转换芯片。 在理论计算之前，需要将它的工作原理详细说明。 现将其工作原理分阶段介绍如下： 第一阶段：自动调零 AZ(AUTOZERO) 在此阶段 ICL7135完成以下工作： 第一，将 IN+， IN 的外部引线断开，并将缓冲器的同相输入端与模拟地短接，使芯片内部的输入电压为零。 第二，把积分器反相输入端与比较器输出端短接，此时反映到比较器输出端的总失调电压对自动调零电容 CAZ充电， 以补偿缓冲器、积分器和比较器本身的失调电压，可保证输入失调电压小于 10μ V； 桂林电子科技大学 毕业设计（ 论文 ）报告 用纸 第 15 页 共 48 页 第三，基准电压 VREF 向基准电容 CREF 充电，使之被充到 VREF，为反向积分做准备。 第二阶段：正向积分 (亦称信号积分或采样 )INT(integral) 此时切断自动调零电路并去掉短路线， IN+， IN 端分别被接通，积分器和比较器开始工作。 被测电压 VIN 经缓冲器和积分电阻后送至积分器。 积分器在固定时间 T1 内，以 VIN / (RINT CINT) 的斜率对 VIN 进行定时积分。 设芯片的工作频率为 fcp，周期为 Tcp， 则T1=10000Tcp。 当计数器计满 10000 个脉冲时，积分器的输出电压为 式中， K 是缓冲放 大器的电压放大倍数， T1 也叫采样时间。 在正向积分结束时， VIN 的极性由芯片被判定，并通过 POL 引脚输出显示。 第三阶段：反向积分，亦称解积分 DE(Depose Integral) 在此阶段控制逻辑在对 VIN 进行极性判断之后，接通相应极性的模拟开关，将 CREF 上已充好的基准电压接相反极性代替 VIN，进行反向积分，斜率变成 V REF / (R INT C INT)。 经过时间 T2，积分器的输出又回到零电平，参见图 ，该图分别绘出对负极性输入电压(V IN0) 和正极性输入电压 (V IN0) 的积分波形。 当反向积分结束时，有关系式 图 421 双积分输出电压示意图 将将以上两个公式互相带入整理后得到 由此可知，反向 积分时间 T2是由输入电压决定的。 假定在 T2 时间内计数值 (即仪表显示值，不考虑小数点 ) 为 N，则 T2=NTcp，代入公式 () 得到 桂林电子科技大学 毕业设计（ 论文 ）报告 用纸 第 16 页 共 48 页 由于芯片的积分时间 T1是固定不变的，即 10001个时钟周期，且选定元件后 Tcp， VREF 也是固定不变的，所以 N 仅与被测电压 VIN 成正比，由此实现了模拟量 数字量转换。 在查阅相关资料后，得知 ICL7135的时序图如下图 所示。 图 422 ICL7135部分时序图 每个 A/D 转换周期约为 40000Tcp， T1 是固定不变的， T2 则随 VIN的大小而变化，因为 T1 / Tcp=10000, 选基准电压 VREF=1000mV，所以上面公式 得到 满量程时 N = 20200，Vin = VM，可 导出满量程电压 VM 与基准电压的关系式 V M = 2V R EF 所以当 VREF = 1000 mV 时， VM = 2V。 ICL7135参考电压与转换值的关系式为： 转换值 =(待测输入电压 VIN/参考电压 VREF)*10000 例如参考电压 VREF=,VIN=，则转换值 =（ ） *10000=17320。 将转换值乘以分压比 5之后就可得出被测电压的大小。 由于 ICL7135的接口比较丰富，所以可以以多种方式跟单片机连接。 比 较常用的是并行接法，并行接法也可分为几种，这里不再详述。 另外还有一种连接方式 —— 串行采集方式。 串行接法只需要用到单片机的一个定时器和一个 IO口。 由于本系统较复杂，单片机的 IO口比较紧张，所以采用这种方式。 在此需要介绍 ICL7135的 “busy” 脚 的功能。 从上面可以知道， ICL7135是以双积分方式进行 A/D转换的电路。 每个转换周期分为三个阶段：。 从上面的时序图可以看出，积分之前， busy端保持低电平；在积分与反积分阶段， busy端一直保持高电平 ；在反积分结束之后， busy由立即变为低电平。 所以， busy输出端的高电平宽度等于积分时间和反积分时间之和。 从上面介绍值 ICL7135的积分时间固定为 10001个时钟周期， 则 反积分时间与被测电压成比例。 如果利用单片机内部的计数器 (假设是 T0)对ICL7135的时钟脉冲计数，利用 “busy” 作为计数器门控信号，控制计数器只能在 busy为高电平时计数，将这段 busy高电平时间内计数器的内容减去 10001，其余数便等于被测电压的 计数 数值。 其逻辑图如下： 桂林电子科技大学 毕业设计（ 论文 ）报告 用纸 第 17 页 共 48 页 图 423 T0软硬件启动原理图 由于 T0采用计 数方式，所以 ICL7135的工作频率与单片机时钟频率之间的要求就不高。 为了简化电路，采用 555定时 /振荡器和其外围电路（将在硬件设计中详细说明）组成脉冲信号发生器为 7135提供工作频率。 在其工作频率范围内，我们设计 7135的工作频率为 200khz，而单片机采用的晶振是 12MHZ。 单片机的定时器对外部信号计数时，外部信号的最高频率是 500khz。 因此 T0可以对 ICL7135的时钟频率计数，且不会发生错误。 当 ICL7135采用 200khz作为工作频率时 ，它每秒钟能转换大约 5次； T0的最大计数值是65536，所以 在每次转换 T0都不会发生溢出。 综上所述，被测电压值 Vin=（ TH0*256+TL010001） *5 此处说明一下由 555构成的多谐振荡器的输出频率的相关计算。 下面两个图为由 555构成的多谐振荡器电路和电容充放电和方波输出波形图的关系。 TRIG2OUT3RST4CVOLT5THR6DISC7VCC8GND1U3LM555CN6kR2Res215kR4Res2discdiscC2CLK200pFC4Cap200KHZGNDGNDVCC T1 T2TU 图 423 555电路及时序图 由理论计算公式有 T1=（ R2+R4） *C4； T2=*C。 所以 T=T1+T2， f=1/T。 我们取的频率为 200khz，经过计算得出 R2=4k， R4=15k， C4=200pf。 桂林电子科技大学 毕业设计（ 论文 ）报告 用纸 第 18 页 共 48 页 5. 硬件电路设计 稳压 电源部分 由于所设计的系统要用到正负 5v 电压，设计了如下的电源电路，供系统使用。 1234P2S1S2104C3104C8123V VGNDINOUTU1780512 3V VGNDIN OUTU2790510uFC210uFC5D2D4104C4104C61000uC11000uC7LED0LED0470R10470R11GND+5V30R930R125V 图 51电源原理图 由于已有 + 12v现成电源，故设计 + 5v 电源的电路大为简单。 图中 P2 接 + 12V直流电压经过电容 C C C C8 滤波、三端集成稳压器 7805 和 7905 稳压以后，从它们的 第 3脚输出稳定的 + 5V 直流电压，该电压再经过 C C C C8进一步滤波后，输出更加平滑、稳定的直流电压。 7805 和 7905 是 三端稳压器 ， 其中 7805 对正电源稳压，7905 对负电源稳压。 它们 的最大输出电流可达 1A，能满足 系统 的工作需要。 稳压器输入、输出端电压差通常取 3V—— 7V 之间比较合适，如果输入、输出电压差过大，当电源电流较大时容易发热，因此使用时最好 加散热片。 图中 C C C C8 的作用是滤除掉线路上的高频脉冲干扰，由于电解电容对高频电脉冲滤波效果较差，因此在电解电容两端各并联了一个 ，瓷片电容的高频滤波性能要比电解电容好得多，因此可弥补电解电容高频滤波较差的不足。 发光二极管 LED 为电源指示灯， R 为 LED 的限流电 阻，该电阻的阻值通常取 500 欧姆 —— 1K之间，该限流电阻的阻值取的越大， LED亮度越小，反之，限流电阻越小， LED 亮度越高。 在 + 5v 电源的输出端还串接了一个30 欧姆的保险电阻 R，该电阻由于阻值很小，正常工作时两端的电压降极小，不会影响电路的正常工作； 但 如果出现负载短路的意外发生，尤其是板子上出现电源短路的情况时，此时该电阻就能起到限制输出电流，保护电源及负载元件的作用。 电压采集电路 由于要采集八路电压，而所选的 AD 转换器只能每次转换一次，所以需要有多路开关将被测电压一路一路的分时接通。 加上 待测电压值与 A/D 芯片的课输入电压值不一样需要设计。