基于dsp数字信号处理器的高压直流开关电源的设计正文

基于dsp数字信号处理器的高压直流开关电源的设计正文内容摘要：

分高 频变 压 器倍 压整 流滤 波 器电 压 电 流 采 样D C ( H C )P W M ( 2 , 3 )P W M ( 1 , 4 ) 图 31 基于 DSP 控制的高压直流电源框图 DSPbased control of high voltage DC power supply diagram 谐振变换器 本高压直流电源采用 LCC 谐振移相控制全桥逆变电路，本节介绍几种常见的负载谐振电路： LC 串联负载串联谐振变换器、 LC 并联负载并联谐振变换器和 LCC 串并联谐振变换器。 串联谐振变换器 串联谐振变换器如图 32 所示，负载与谐振回路 LC 以串联形式输出称为串联谐振变换器。 图中 V2 为输入直流电源，由工频整流得到， M1～ M4 及 D1～ D4 组成全桥逆变器，Cr 为谐振电容， Lr 为谐振电感， L 为变压器漏感， C 为高压变压器的分布电容， 0C 为输出滤波电容， 2R 为负载电阻， T 为理想变压器。 串联谐振变换器通过 L、 Lr、 Cr 的串联谐振来实现软开关，它的主要优点是串联谐振电容可以作为隔直电容，因此这种电路可以不加任何其它结构而用于全桥逆变器中，并避免了磁路的不平衡。 而且当开关频率低于谐振频率 1/2 值后，随负载的变化，输出电流基本保持不变，即具有电流源特性，使电路具有固有的短路保护能力。 它的主要缺点是，在没有负载时，电路没有了电压调节能力，负载越来越轻时，电压调节性能 越来越差。 另一个缺点是在输出整流滤波电路中，电流的纹波会很大，这种缺点在低压大电流情况下尤为突出，因此这种电路更适合于高压小电流的应用场合。 V 2M 1D 1CrM 3D 3M 4 D 4M 2 D 2LrLTCD 6 D 8D 5 D 7C0R2 图 32 串联谐振变换器电路 Series resonant converter circuit 并联谐振变换器 并联谐振变换器如图 33 所示，负载与 LC 谐振回路以与谐振电容并联形式输出称为并联谐振变换器。 图中 Cr 为并在变压器两端的谐振电容。 这种电路拓扑结构将高压变压器的分布参数全部包括在谐振回路中了，若高压变压器设计合理，分布参数匹 配得当，可以省去谐振电容及电感的设计，使电路更简化。 同串联谐振变换器相比，此种电路结构在空载情况下，可以进行电压调节。 它的主要缺点是，相对于串联谐振变换器输入电流随负载变化比较大，当负载电阻 R2增大时 (即负载变轻时 )通过提高频率来调节电压，但此时电流并未减小，反而有所增大，使电源的损耗增加，效率不会很高。 因此这种结构的变换器更适合于固定负载电路或负载变化不大的低压大电流中的场合。 V 2M 1D 1M 3D 3M 4 D 4M 2 D 2LrLTCD 6 D 8D 5 D 7C0Cr 图 33 并联谐振变换器电路 Parallel resonant converter circuit LCC 串并联谐振变换器 负载在 LC 谐振回路中以与谐振电容的一部分并联形式输出称为串并联混合谐振变换器 (SPRC)[6]，如图 34 所示，图中负载与 CP以并联形式输出，与 Cr 以串联形式输出。 这种电路形式在一定频率下具有并联谐振变换器的特点，而在一定频率下又具有串联谐振变换器的特点。 因此这种变换器的频率特性较为显著。 该变换器在不用输出变压器时的输出电压也可高于或低于电源电压。 V 2M 1D 1CrM 3D 3M 4 D 4M 2 D 2LrLTCD 6 D 8D 5 D 7C0R2CP 图 34 串并联混合变换器电路 Seriesparallel hybrid converter circuit 综上的三种谐振变换器电路，由于电压和电流波形均为正弦波，其 EMI 很小，在中频感应加热场合得到了广泛地应用。 有些通讯用开关电源也可采用谐振变换器，其开关频率范围为 180～ 450KHz。 它们的基本控制方式都是频率调制，通过控制频率来调节输出电压，这是这类变换器共同的缺点。 变化的开关频率使得变换器的高频变压器、输入滤波器和输出滤波器的优化设计变得十分困难。 本文结合串并联谐振变换器的优点，主逆变电路采用LCC 混合谐振电路，由于其频率控制方式的诸多缺点，在保证 LCC 谐振电路实现零电压开关的基础上，本文 采用移相控制 ZVS PWM 全桥逆变器技术。 负载谐振式全桥逆变电路的结构 ++2 2 0 u F4 5 0 VC1 6C1 72 2 0 u F4 5 0 VP o r tP o r tR1 1 23 3 K / 2 WR1 1 13 3 K / 2 WP o r tQ1 1I R F P 4 6 0C1 84 7 0 p F / 1 K VQ1 4I R F P 4 6 0C1 1 14 7 0 p F / 1 K VP o r tL1 4I N D U C T O RC1 1 2X P / 1 K VP o r tQ1 2I R F P 4 6 0C1 94 7 0 p F / 1 K VP o r tQ1 3I R F P 4 6 0G N DC1 1 04 7 0 p F / 1 K VC1 1 3X u F / 1 K VT 1 1 : 1 0 0C 4 0 11 0 0 0 P / 1 5 K VC 4 0 31 0 0 0 P / 1 5 K VC 4 0 51 0 0 0 P / 1 5 K VC 4 0 21 0 0 0 P / 1 5 K VC 4 0 41 0 0 0 P / 1 5 K VC 4 0 61 0 0 0 P / 1 5 K VD 4 0 1 D 4 0 2 D 4 0 3 D 4 0 4 D 4 0 5 D 4 0 6R 2 3 0 0 M R 3 1 0 0 K1 0 V3 0 K VP o r t G N D 图 35 主电路结构 Circuit structure 如图 35 所示，主电路采用 IGBT 作为主开关元件，为 LCC 全桥逆变电路。 LCC 谐振电路为开关元件提供零电压开通条件，变压器二次侧为高频高压变压器和倍压整流器件。 采用 LCC 谐振电路主要原因是：变压器二次侧输出为高电压小电流，无法采用滤波电感，这使得传统的靠电感传递能量的 DC/DC 型变换电路不再适用； LC 串联谐振串联负载电路不能开路， LC 串联谐振并联负载 电路不能短路，而 LCC 串并联谐振电路兼顾了串联和并联谐振电路优点以及克服了它们的缺点，输出电压可以高于或低于输入电压，而且负载变化范围宽，因此获得了广泛重视和应用 [7]。 高频高压变压器及倍压整流电路的设计 高频高压变压器的设计 高压电源的高频化可以使电源装置小型化，系统的动态反应速度加快；电源装置效率提高；并能有效的抑制环境噪声污染。 但高压电源高频化发展的阻碍主要体现在高频高压变压器上，其主要问题为：频变压器体积减小，但绝缘问题突出；电压输出高则变压器的变比较高，而大变比必然使变压器的 非线性严重，使其漏感和分布电容大大增加。 本文中变压器的设计采用一级隔离和二级升压的方式，设计成两个变压器，把逆变器同高压倍加器分开，升压变压器同倍压电路一起密封在油箱内，把低压和高压部分分开，这样安装和使用时既安全又可靠，第一级变压器只起隔离变压器的作用，在设计上第一级变压器的初级和次级线圈匝数与第二级变压器的初级线圈匝数是一样的。 因此下面重点介绍第二级变压器的设计。 图 36 为高频高压变压器等效电路简化模型，它由漏感 Ld、副边分布电容 Cp 和理想变压器组成。 漏感相同时工作于高频 fs 下的感抗较工频下增加 fs/50，严重限制了功率输出；分布电容相同时高频下的容抗较工频下减小至 fs/50，导致空载电流大，功率因数低，空载发热问题突出。 本设计恰恰利用变压器漏感大的特点，通过串入谐振电容组成谐振变换器，大大提高了转换效率，并减小了电磁干扰。 LdCLLmC5 图 36 高频高压变压器等效电路 Highfrequency highvoltage transformer equivalent circuit 磁芯选用铁氧体磁芯，虽然铁氧体在饱和磁感应强度、温度特性、机械强度等方面都不如硅钢片，但是它的最大特点是电阻 率非常大 (一般为 610 ～ m910 )，比硅钢片大百万倍，因此铁氧体的涡流损耗很小，即它有非常小的高频损耗，本文选用了 EE 型 MX02020铁氧体铁芯，查表得到，它的铁芯截面积为 cmSc  ，窗口面积为 20 cmS 。 初级匝数： conp BSETN 25 (31) 为了使 Np 满足变换电路输出最高电压的要求，输入直流电压 E 及导通脉宽宽度均应取最大值，故取 E=300V，由于变换器工作频率为 20KHz， T=50us，取 onT =25us。 在选择磁感应强度时，为防止铁芯饱和，取 B=3000Gs， cS = 2cm ，则 pN 为 52。 实际选 pN 为50。 高压变压器的输出电压 直接供给倍压电路，输出电压的值越高越好，变压比越大越好，但要考虑到初次级间的绝缘问题，因此把变压比定在 20，次级匝数 sN =1000。 绕组导线的线径： Id  (mm) (32) 根据设计要求，变换器最大输出功率为 100W，考虑到 30%～ 40%的损耗，电源提供的功率≥ 150W，直流供电电压最大值为 300V，因此初级供电电流为：  AIp  (33) 次级电流：  AINNI psps  (34) 则第一级变压器初、次级绕组、第二级变压器初级绕组线径 d1为：  mmd  (35) 第二级变压器次级绕组线径 2d 为：  mmd 2  (36) 实际制作中， 1d 采用的是 的漆包线， 2d 采用的是 漆包线。 高频倍压整流电路的设计 在 本电源设计中，采用升压变压器和倍压整流电路来进行两级升压的理由 为：变压器的工艺有限，很难做到如此高变比的变压器；即使采用高变比的高频变压器，则其分布参数将变得更加复杂，使得前级的逆变电路的设计变得困难。 所以采用升压变压器和倍压整流电路来进行两级升压。 现就图 37 所示的四倍压整流电路进行分析。 在分析过程中，均假设各电容的充电速度远大于放电速度，并将导通的二极管用短路线来代替。 此电路是将整流电路串联连接，电容器按每隔一接点的方式接入，分布在两侧，呈叠层形。 由于电容器是层叠串联，其结果可产生 nE 电压，并且使用 耐压为 E 的电容器即可满足要求。 uC 1+2 u m2 u m+ C 3VD 1VD 2VD 3VD 4C2++ C42 u m 2 u mR L4 u m+ 图 37 四倍压整流电路 Four times the pressure circuit 开始工作后，在第一周期的正半周，电压 u 经二极管 1DV 给电容 1C 充电到 0u ，在负半周 u 与 1C 上的电压串联起来给 2C 充电。 在下一周期的正半周，电压 u 在给 1C 充电的同时，由于 1DV 已导通， 3C 上尚无电压，故 2C 将通过 1DV 、 3DV 向 3C 充电；在负半周， u 与 1C 在向2C 充电的同时 3C 也向尚无电压的 4C 充电[8]。 四倍压电路在这个周期正、负半周的工作过程如图 38 所示： u++ +C1C3+C2VD 1IIVD 3 (a) u++ +C1C3+C4VD 2IIVD 4C2+ (b) 图 38 倍压电路工作过程 Voltage circuit process 由此可看出，在这种倍压整流电路中其能量是由前向后逐步传递的，每过半个周期便向后传递一步。 四倍压整流电路经过 4 个半周期，即两个周期就有一部分能量传到最后的电容 C4上。 在以后的各周期中，正半周重复图 38(a)的过程，负半周重复图 38(b)的过程。 经过若干个周期后，除电容 C1上的电压为 u0外，其余电容上的电压均为 2u0。 负载 RL上得到的电压为 C C4 上电压之和，即 4u0，见图 38 所示。 以此类推，对于三级 (六倍压 )整流电路，也可以得到相同的结论。 本文采用了一种双向倍加器的方案，即把高压变压器安装在倍压电。