基于arm和can的电力参数设计毕业论文

基于arm和can的电力参数设计毕业论文内容摘要：

23） TiINn n102 （ 24） 式中，  — 相邻两次采样的时间间隔； nu 和ni—— 分别为第 n 个 时间间隔的电压、电流信号瞬时采样值； N—— 一 个周期的采样点数。 若相邻两次采样的时间间隔都相等，  为常数。 因为 N= 则有  102Nn nuU （ 25） 10 2Nn niI （ 26） 这就是根据一个周期内采样瞬时值及每周期采样点数计算电压、电流信号有效值的公式。 平均功率 W 的计算 101 Nn nniuNW （ 27） 其中， N 为电压、电流的一个周期的采样点数，当一个周期内采样点数越多时 ，使用式（ 27） 的误差越小，精度越高。 有功功率 P、无功功率 Q 和视在功率 S 的 测量 某某大学毕业论文 9 正弦波情况下，有功功率为 cosUIP ，但是在电压、电流含有各种谐波的情况下，此时的有功功率为 dtiuTP tTt 01,那么单相有功功率离散化后可得：  101 N nniuNP （ 28） 其中， nu ， ni 为三相电压、电流的瞬时采样值。 使用该公式的最大优点就是省去了测量各次谐波的电压和电流之间的相角。 但电压和电流的采样值必须是同时进行采样，这里面隐含了电压和电流是每周期内等间隔采样的。 如果没有同时采样和等间隔采样这两点要求，则计算结果就会存在很大的误差。 对于视在功率，我们可以采用当前的电压有效值和电流有效值相乘来计算： IUS  （ 29） 根据有功功率、无功功率、视在功率之间的关系来计算无功功率为： 22 PSQ  （ 210） 另一种计算无功功率的方法是使用电压的瞬时采样值和当前的电压采样值相差 N/4点的电流采样值相乘，即 10 4/1 N NnniuNQ （ 211） 这种方法可以通过原始数据直接计算出无功功率，减小了传递误差。 其算法原理是：4/Nni 相当于与电压波形相差 π /4 的 电流采样值，假设原电压、电流之间的相位差为 φ，通过将电压和移相π /4的电 流值对应相乘，有功功率的公式 cosUIP 移相 π /4 后 ，公式变为  090co s  UIP ，也就变成了无功功率的公式 sinUIQ ，但这种算法还是存在很大的缺陷，如果波形中含有高次谐波，那么采用移位 N/4 点相乘的算法就不能计算出此时的无功功率了。 三相功率为： CBA PPPP 总 CBA 总 （ 212） 由于采用的功率算法仍然属于实时算法，也就是说每读入一格新的采样值后，都要进某某大学毕业论文 10 行一次功率计算。 功率因数的测量 由于前面已经测出了电压、电流的有效值以及平均功率，故功率因数 （ Power Factor用符号 PF 代表）可表示为： cosPF （ 213） 式中， PF 为功率因数 ； S 为视在功率 ； P 为有用功率。  为电压和电流之间的相位角，对于  可以通过测量电压波形和电流波形的过零点之间的时间差来获得。 但在有谐波的情况下，电压和电流之间的相位角  就不再是单纯的基波之间的相位角了，而是波形叠加后的一个综合值。 而且电压和电流之间的相位角也不容易直接测量，其原因是电压和电流的波形中不但含有直流分量，还含有基波分量、高次谐波分量。 也就是说此时功率因数不仅仅是基波电压和电流之间的 相位交的余弦值，而应该是基波和各次谐波相位角余弦的折算值。 从功率因数的定义式出发，来对其进行计算，于是有 SPPF  cos (214) 利用式 （ 212） 可计算出 PFcosarg ，其中  为相位角。 因为公式使用了反余弦函数，这里的  的取 值范围应该在 [0， π]之间 ，怎样得出电流是超前还是滞后于电压呢，具体的相位角应该在那一个象限呢。 算出这个值才能计算出电路是容性还是感性的，这在进行无功补偿中具有重要的意义。 可以用公式 （ 29） 来计算得到无功功率 Q ，并用它同有功功率的符号来共同确定相位角所在的象限，进而同功率因数的余弦值一起来计算出电压、电流的相位角。 这也要求每读入一个新的采样值就要进行一次功率因数和相位角的计算。 谐波信号分析理论基础 谐波的基本概念 、次谐波和分数谐波。 按照 IEC 有关文件中定义 的间谐波 （ interharmonics） 是指频率不是工频的整数倍的谐波分量，即介于工频谐波之间的傅立叶频谱分量（ fhffh  1 ）。 其主要来源于静态变频器、换流器、感应电动机、电焊机和电弧炉等。 次谐波 （ subharmonics） 为频率低于工频基波的分量。 分数谐波 （ fractionalharmonics）某某大学毕业论文 11 是频率非基波频率整数倍的分量。 次谐波和分数谐波对基波产生调幅并影响电视。 Fuchs等发现，分数谐波即使只有 %（相对于额定端电压），也将对阴极射线管的图 像 产生周期性的放大 和缩小。 在供用电系统中，通常总是希望交流电压和交流电流呈正弦波形。 在进行谐波分析时，正弦电压通常由下式表示 ：      tUtu s in2 (215) 其中， U为电压有效值； α为初相角； ω为角频率。 正弦电压施加在线性无源元件电阻、电感和电容上，其电源和电压分别为比例、积分和微分关系，仍为同频率的正弦波。 但当正弦电压施加在非正弦电路上时，电流就变为非正弦波，非正弦电流在电网阻抗上产生压降，会使电压 波形也变为非正弦波。 当然，非正弦电压施加在线性电路上时，电流也是非正弦波。 对于周期为 T=2πω的非正弦电压 u(ωt),一般满足狄里赫利条件，可分解为如下形式的傅立叶级数 ：     10 s i nc os tnbtnaatu nn   3,2,1n     1 s in nn tnctu       200 21 tdtua      20c os1 ttdntua n       20s in1 ttdntub n 22 nnn bac  nnn baarctg nnn ca  sin nnn cb  cos (216) 在傅立叶级数中，频率为 1/T 的分量称为基波，频率为大于 1 整数倍基波频率的分量称为谐波，谐波次数为谐波频率和基波频率的整数比。 以上公式及定义均以非正弦电压为例，对于非正弦电流的情况也完全适用。 主要影响表现在三个方 面： (1)谐波畸变的结果产生多个过零问题，这种多个过零会破坏设备的运行，最明显的是数字时钟，任何应用过零原理同步元件都应考虑这种影响。 半导体器件经常在电压过零时投入，以降低电磁干扰和涌流，多次过零会改变器件投入时间，破坏设备运行。 某某大学毕业论文 12 (2)电力电子电源使用波形的峰值以维持滤波电容器的全充电。 谐波畸变可提高或削平波峰的峰值，其结果是即使均方根的输入电压是正常的，电力电源将运行在高的或低的输入电压下，严重时设备运行可能遭到破坏。 (3)电压陷波也会破坏电子设备的运行，电压陷波不过零但影响过零敏感的设备。 电力系统谐波测量的基本方法 采用模拟带通或带阻滤波器的谐波测量 最早的谐波测量是采用模拟滤波器实现的。 图 22 为模拟并行滤波式谐波测量装置框图。 由图可见，输入信号经放大后送入一组并行连接的带通滤波器， 滤波器的中心频nfff 21, 是固定的，为工频的整数倍，且 nfff  21 (其中 n是谐波的最高次数 )，然后送入多路显示器显示被测量中所含谐波成分及其幅值。 该检测方法的优点是电路结构简单，造价低，输出阻抗低，品质因数易于控制。 但该 方法也有许多缺点，如滤波器的中心频率对元件参数十分敏感，受外界环境影响较大，难以获得理想的幅频和相频特性，当电网频率发生波动时，不仅影响检测精度，而且检测出的谐波电流中含有较多的基波分量，要求有源补偿器的容量大，运行损耗也大。 基于傅立叶变换的谐波测量 基于傅立叶变换的谐波测量是当今应用最多也是最广泛的一种方法。 它由离散傅立叶变换过渡到快速傅立叶变换的基本原理构成，使用此方法测量谐波，精度较高，功能较多，使用方便。 其缺点是需进行两次变换，计算量大，计算时间长，从而使得检测的时间较长，检测结果实时性较差。 而且在采样过程中，当信号频率和采样频率不一致时，即当式 （ 21）不成立时，使用该方法会产生频谱泄漏和栅栏效应。 使计算出的信号参数（即频率、幅值和相位）不准，尤其是相位误差较大，无法满足测量精度的要求，因此必须对算法进行改进。 图 22 谐波测量电路 某某大学毕业论文 13 00 fLfTLT sS （ 217） 式中 0T 为信号周期； ST 为采样周期； sf 采样频率； 0f 信号频率； L 为正整数。 减少频谱泄漏的方法主要有 3 种： 1）利用加窗插值算法对快速傅立叶算法进行修正。 该方法可以减少泄漏，有效地抑制谐波之间的干扰，从而可以精确测量到各次谐波电压和电流的幅值及相位。 2）修正理想采样频率法。 这种方法的主要思想是对每个采样点进行修正，得到理想采样频率下的采样值，该方法计算量不大，并不需要添加任何硬件，实时性比上一种方法好，适合在线测量，但对泄漏的减少不明 显。 3）采用数字式锁相器 （ DPLL） 使信号频率和采样频率达到同步。 图 22 为频率同步数字锁相装置框图。 图中数字式相位比较器把取自系统的电压信号的相位和频率与锁相环输出的同步反馈信号进行相位比较。 当失步时，数字式相位比较器输出与二者相位差和频率差有关的电压，经滤波后控制并改变压控振荡器的频率，直到输入频率和反馈信号频率同步为止。 一旦锁定，便将跟踪输入信号频率变化，保持二者的频率同步，输出的同步信号去控制对信号的采样和加窗函数，这种方法的实时性较好。 谐波分析算法的基本理论依据 为了分析带有许多不同 频率的复杂信号，过去的多年研究中提出了许多数学算法，其中采用傅立叶级数对非正弦连续时间周期函数进行分析是谐波分析的最基本的方法。 然而，需要在微处理器上再现它的数学步骤是很难做到的。 因此，更合理的处理方法是离散傅立叶变换 （ DFT） 或快速傅立叶变换 （ FFT） ，且在实际中它们具有可行性，应用也比较广泛。 离散傅里叶变换 (DFT) 复杂的时域信号可按傅里叶级数形式展开，如     1 110 2s i n2c os2 tnfbtnfaatx nn  （ 218） 其中， x(t)为一个时间域的周期信号； T 为该周期信号的一个时间周期 ； f1=1/T 为基频； an 和 bn 为傅里叶级数的系数，   tdtnftxTa Tn 10 2c os2  某某大学毕业论文 14   tdtnftxTb Tn 10 2s in2  （ 219） 由于对原始信号的采样只能在有限长度的样本空间记录上进行，因此设样本记录的信号的时间周期为 T，采样时间间隔为 t ，即 T=N t ,它的采样频率 sf =1/t ，谱线的频率间隔 Tf /1 ，即在频域内其幅频曲线是由 N 条离散谱线独立组成的。 因此对这种信号的计算，只需取其时域一个周期的 N 个抽样和频域一个周期的 N 个抽样即可。 当 x(t)不是周期信号时， T 就是截断的样本长度。 离散的时域信号和离散的频域信号是适合计算机处理的。     N nkjNk efnXNxtkx 2101       N nkjNn etkXXfnx 210  （ 220） 对于非周期信号 x(t)的傅里叶变换关系式为     dfefXtx ftj 2     dtetxtX ftj 2 （ 221） 由上式 (221)知，其正逆变换都是连续函数，但是，在计算处理时，不能把无限长时间历程内的整个信号都拿来处理，必须进行截断采样处理。 这是傅里叶变换就转化为傅里叶级数，其周期为采样长度，这实际上就是对非周期信号的离散傅里叶分析。 当 x(t)是周期函数时， T 就是周期；当 x(t)不是周期函数时， T 就是截断的样本长度。 离散傅里叶变换的真正意义在于：可以对任意连续的时域信号进行抽样和截断，然后进行傅里叶变化，得到一系列离散型频谱，该频谱的包络线，既是原来连续信号真实频谱的估计值。 从上式中看 出，若计算某一个频谱 nX ，则需进行 kx 与 Nnkje 2 的 N 次复数乘式运算和 N1 次的复数加法运算。 因此若进行 N 点运算，其运算量为 2N 乘。