基于mosfet控制的反激式开关电源设计v1

基于mosfet控制的反激式开关电源设计v1内容摘要：

有浪涌抑制器都要用 EMI 滤波电感和串连阻抗来防止超过它们额定的瞬时能量。 EMI 电感极大地减少了瞬时电压峰值，并在时间 上把它延长，这样提高了抑制器的工作寿命。 但是，不同的浪涌抑制器技术所串连的内部电阻特性也不一样。 浪涌电压抑制器件基本上可以分为两大类。 第一种类为橇棒（ Crowbar）器件，另一类为箝位保护器，即保护器件在击穿后，其两端电压维持在击穿电压上不再上升，以箝位的方式起到保护作用。 常用的箝位保护器是氧化锌压敏电阻 ＭＯＶ，瞬态电压抑制器（ＴＶＳ）等。 单相桥式整流电路和电容滤波电路 单相桥式式整流电路适用与 1KW 以下的整流电路中。 完成这一电路主要是靠二极管的单向导电作用，因此二极管 是构成整流电路的关键元件。 (a) 工作原理 单相桥式整流电路是最基本的将交流转换为直流的电路，因为是由四只整流二极管 D1～ D4 接成电桥的形式，所以称为桥式整流电路。 如图 1（ a）所示。 为了更清楚的解释其工作原理，我将桥式整流电路的输出直接接一个负载。 在分析整流电路工作原理时，整流电路中的二极管是作为开关运用，具有单向导电性。 根据图 1（ a）的电路图可知： 基于 MOSFET 控制的反激式开关电源设计 （ a）桥式整流电路 （ b）波形图 图 1 单相桥式整流电路 当正半周时，二极管 D D3 导通，在负载电阻上得到正弦波的正半周。 电流由 TR 次级上端经 D1→ RL → D3 回到 TR 次级下端，在负载 RL上得到一半波整流电压。 如图 4 当负半周时，二极管 D D4 导通，在负载电阻上得到正弦波的负半周。 电流由 Tr次级的下端经 D2→ RL → D4 在负载电阻上正、负半周经过合成，得到的是同一个方向的单向脉动电压。 单相桥式整流电路的 波形图见图 1（ b）。 参数计算 根据图 1（ b）可知，输出电压是单相脉动电压，通常用它的平均值与直流电压等效。 输出平均电压为 : 基于 MOSFET 控制的反激式开关电源设计 流过负载的平均电流为 : 流过二极管的平均电流为 : 二极管所承受的最大反向电压 二级管的选择应主要考虑以上两个因素。 在这次设计中，我选用的是二级管IN4004。 2 电容滤波电路 滤波电路利用电抗性元件对交、直流阻抗的不同，实现滤波。 电容器 C 对直流开路，对交流阻抗小，所以 C 应该并联在负载两端。 经过滤波电路后，既可保留直流分量，又可滤掉一部分交流分量，改变了交直流成分的比例，减小了电路的脉动系数，改善了直流电压的质量。 (a) 电容滤波电路结构 现结合单相桥式整流和电容滤波电路为例来说明。 电容滤波电路如图 2 所示，在负载电阻上并联了一个滤 波电容 C。 图 2 电容滤波电路 (b) 滤波原理 若 V2 处于正半周，二极管 D D3 导通，变压器次端电压 V2 给电容器 C 充电。 此时 C 相当于并联在 v2 上，所以输出波形同 v2 ，是正弦波。 当 v2 到达 t=/2 时，开始下降。 先假设二极管关断，电容 C 就要以指数规律向负载Ｒ L 放电。 指数放电起始点的放电速率很大。 在刚过 t=/2 时，正弦曲线下降的速率很慢。 所以刚过 t=/2 时二极管仍然导通。 在超过 t=/2 后的某基于 MOSFET 控制的反激式开关电源设计 个点，正弦曲线下降的速率越来越快，当刚 超过指数曲线起始放电速率时，二极管关断。 所以在 t2 到 t3 时刻，二极管导电，Ｃ充电， Vi=Vo 按正弦规律变化； t1到 t2 时刻二极管关断， Vi=Vo 按指数曲线下降，放电时间常数为 RLC。 电容滤波过程见图 3。 图 3 电容滤波电路波形 (c) 外特性 整流滤波电路中，输出直流电压 VO 随负载电流 IO 的变化关系曲线如 图 4 所示。 图 4 电容滤波外特性曲线 (d) 电容滤波电路参数的计算 负载平均电压 VL 升高，纹波减少，且 RLC 越大，电容放电速率越慢，则负载电压中的纹波成分越小，负载平均电压越高。 为了得到平滑的负载电压，一般取： 基于 MOSFET 控制的反激式开关电源设计 在本设计中，我采用 AD250V的 100181。 F 电容。 电容滤波电路的计算比较麻烦，因为决定输出电压的因素较多。 一般常采用以下近似估算法： RLC =（ 35） 的条件下，近似认为 VO=。 输入整改阶段将能够转换输入电压，范围从 90 到 310 伏交流电，并将其转换为直流电压。 整改阶段包括一个共模电感（用来隔离电路），全桥整流，电容。 在这一阶段重要的考虑是选择二极管，是处理高输入电压的能力。 图 显示的PSpice 电路图这是用来模拟输入整改阶段。 用于计算正确的输入整流电路的电容值方程式如公式 [1]。 ()( m in ) ( )0 .3 *** in a vgin in in rip p le p k p kPC f V V () inf 是从电源电压频率 inV 是最小峰值 AC 线纠正价值 rippleV 是峰峰值电压跌落所需的输入电容上的 从二极管被选为最大输入电流和电压计算。 最小的投入是计算方法为： 90 VAC 的输入电压，最大输入电压 310 伏交流电作为指定。 方程 ， ，和 被用来选择正确的输入整流二极管 [1]。 ( )(m a x)1 .4 1 4 *R in pk pkVV  () ( )(m ax) *F in DCII () 5*FSM FII () 基于 MOSFET 控制的反激式开关电源设计 图。 投入整改阶段的 PSpice 示意图 开关 设计 反激 变压器设计 反激式指当功率 MOSFET 导通时，就将电能储存在高频变压器的初级绕组上，仅当 MOSFET 关断时，才向次级输送 电能。 其拓扑、主要波形和一些估计参数，如图 32。 反馈CinCoutVoutVin+++控制TN 1 N 2DSW 基于 MOSFET 控制的反激式开关电源设计 VswVinISECIpriVinflybkVsatIswIDttt000   mininouytPK V PI  outinsw VVV  WWPout 1000 — 图 32 反激式电路 控制器设计 必须有一个控制使用反激转换器拓扑结构的方法。 要做到这一点，一个电流控制的脉冲宽度调制控制器使用。 这个控制器的功能是 最 基本的。 图 揭示了内部控制电路的简化版本，并有助于解释其功能的主要 工作。 基于 MOSFET 控制的反激式开关电源设计 该电阻器（ RT）和电容上述表示的 UC3845（ CT）都用于开发控制器的频率。 这种特定的控制器有一个 500KHz 的，并与逆转录和 CT 一值的上限频率可以指定工作频率为 100KHz 在这种情况下。 在某些情况下，从输出电压的反馈将直接反馈到该控制器，但由于孤立的问题，我们使用一个单独的反馈网络（在 节中介绍），因此我们绑脚 2（电压反馈输入）对地。 如果使用了该引脚的电压司将开发需要发生在 2 脚 的信号为基础的电压所需的输出了。 例如，如果我们需要一个 的输出信号，我们将使用 和 的 K 欧姆的分压网络和航线就此向电压反馈输入电阻。 当前控制方法是通过一个电流感应电阻（ RS），这是与 MOSFET 的漏极和地坐落。 该电阻的发展对电流通过开关量为基础的电压和电流，一旦达到最大值，开关是关闭的。 这是通过一个比较器，触发器系列，数字逻辑 控制的主要目的就是要保持输出电压一定，而负载电流可以有很大的变化范围，这就是要通过负反馈来达到这个目的。 所有的电源控制器，无论线性电源还是开关电源，都要检测输出电压。 选择控制 IC极其重要 ，如果选择不正确，会使电源工作不稳定而浪费宝贵的时间。 总体上说，正激式拓扑用电压型控制器，升压式拓扑通常用电流型控制。 但这也不是一成不变的规则，因为每一种控制方法都可以用到各种拓扑中去，只是得到的结果不一样而已。 各种控制方法见表 4－ 1。 表 4－ 1 PWM 控制器控制方法 基于 MOSFET 控制的反激式开关电源设计 控制方法 最适宜的拓扑 说明 具有输出平均电流反馈的电压型控制 正激式电路 输出电流反馈太慢，会使功率开关失效 具有输出电流逐周限制的电压型控制 正激式电路 具有很好的输出电流保护功能，通常检测高压侧电流 电流滞环控制 正激式和升压式 电路 有很多专利限制，控制 IC 少 电流型控制，由时钟脉冲导通 Boot 电路和反激式电路 具有很好的输出电流保护功能，控制 IC 很多，通常采用GND 驱动开关 在这个电路中，影响电源控制器 IC 选择的主要因素是：需要有 MOSFET 驱动（图腾柱驱动），单极性输出，能把占空比限制 50%内，电流型控制，器件数目少，欠电压封锁，低成本。