基于单片机开关稳压电源设计

基于单片机开关稳压电源设计内容摘要：

用两个开关晶体管，将其连接成半桥的放大形式，适用于输入电压较高的场合； 全桥式，使用四个开关晶体管，将其连接成全桥的放大形式，其特点是输出功率较大。 开关电源的发展方向 小型、薄型、轻量化 由于电源轻、小、薄的关键使高频化，因此，国外目前都在致力于同步开发新型元器件，特别使改善二次整流管的损耗、变压器及电容小型化，并同时采用表面安装（ SMT）技术在电路板两面布置元器件以确保开关电源的轻、小、薄。 高效率 开关电源高频化使传统的 PWM 开关（硬开关）功耗加大，效率降低，噪声也增大了，达不到高频、高效的预期效益，因此，实现零电压导通、零电流关断的软开关技术将成为开关电源未来的主流。 采用软开关技术可以使效率达到 85％～ 88％。 高可靠性 可用模块电源使用的元器件比线性工作电源多数十倍，因此，降低了可靠性。 追求寿命的延长要从设计方面着手，而不是从使用方面着想。 模块化 可用模块电源组成分布式电源系统， 可以设计成 N+1 余电源系统，从而提高可靠性 ；可以做成插入式，实现热交换，从而在运行中出现故障时能快速更换模块插件；多台模姚海东：基于单片机开关稳压电源设计 4 块并联可实现大功率电源系统。 此外，还可以在电源系统建成后，根据发展需要不断扩大容量。 低噪声 开关电源又一缺点 是 噪声大，单纯追求电源高频化，噪声也随之增大。 采用部分谐振变换技术，在原理上说明可以高频化，又可以低噪声。 但谐振变换技术也有其难点，如果难准确地控制开关频率、谐振时增大了 元器件负荷、场效应管的寄生电容易引起短路损耗元器件热应力转向开关管等问题难以解决。 抗电磁干扰（ EMI） 当开关电源在高频下工作时，其噪声通过电 源线产生对其他电子设备干扰，世界各国已有抗 EMI 的规范或标准。 电源系统的管理和控制 应用微处理器或微机集中控制和管理，可以及时反映开关电源环境的各种变化。 中央处理单元实现智能控制，可自动诊断故障，减少维护工作量，确保正常运行。 安徽工程大学毕业设计（论文） 5 第 2 章 设计方案比较与论证 DCDC 主回路拓扑的方案选择 DCDC 变换有隔离和非隔离两种。 输入输出隔离的方式虽然安全，但是由于隔离变压器的漏磁和损耗等会造成效率的降低，而本题没有要求输入输出隔离，所以选择非隔离方式，具体有以下几 种方案： 方案一： 降压斩波电路（ Buck Chopper）。 开关管 T1 受占空比为 D 的 PWM 波的控制，交替导通或截止，再经 L和 C 滤波器在负载 R 上得到稳定直流输出电压 0U。 该电路属于降压型电路，达不到题目要求的 3036V的输出电压。 如 图 11 所示。 图 21 降压斩波电路 方案二：升压斩波电路（ Boost Chopper）。 并联开关电路原理与串联开关电路类似，但此电路为升压型电路，开关导通时电感储能，截止时电感能量输出。 只要电感绕制合理，能达到题目要求的 3036V，且输出电压 0U 呈现连续平滑的特性。 如图 12 所示。 图 22 升压斩波电路 姚海东：基于单片机开关稳压电源设计 6 图 23 升压降压电路 方案三：升降压斩波电路（ BoostBuck Chopper）。 实际上此电路是在串联开关电路后接入一个并联开关电路。 用电感的储能特性来实现升降压，电路控制复杂。 如图 13所示。 由于本题只需升压，故选择方案二。 控制方法的方案选择 方案一：采用单片机产生 PWM 波 ,控制开关的导通与截止。 根 据 A/D 后的反馈电压程控改变占空比，使输出电压稳定在设定值。 负载电流在康铜丝上的取样经 A/D 后输入单片机，当该电压达到一定值时关闭开关管，形成过流保护。 该方案主要由软件实现，控制算法比较复杂，速度慢，输出电压稳定性不好，若想实现自动恢复，实现起来比较复杂。 方案二：采用恒频脉宽调制控制器 TL494，这个芯片可推挽或单端输出，工作频率为 1300KHz，输出电压可达 40V， 内有 5V的电压基准，死区时间可以调整，输出级的拉灌电流可达 200mA，驱动能力较强。 芯片内部有两个误差比较器，一个电压比较器和一个电流比 较器。 电流比较器可用于过流保护，电压比较器可设置为闭环控制，调整速度快。 鉴于上面分析，选用方案二。 单片机的选择 方案一：采用 AT89C51 单片机进行控制。 AT89C51 价格低廉，结构简单 ,且资料丰富。 但是基本已被市场淘汰。 方案二：采用 AT89S52 单片机进行控制。 AT89S52 是 AT89C51 的升级产品，其内存是 51 的一倍，还多了一个定时器 T2，而且多一个看门狗 ， 在掉电、数据指针等方面还有一些改进。 鉴于上面分析，选用方案二。 安徽工程大学毕业设计（论文） 7 显示模块的方案选择 方案一：采用 LED 显示器显示。 LED 虽然 在亮度、功耗、可视角度和刷新速率等方面都更具优势 ；但是 因为集成度更高 的 LED，其 分辨率一般较低，价格也比较昂贵。 方案二： 采用 12864 点阵 LCD 液晶显示， 其有着 可视面积大，画面效果好，抗干扰能力强，调用方便简单 等优点，而且相对于 LED 显示器其价格比较低廉。 比较适用于本设计。 鉴于上面分析，本设计采用方案二。 系统整体框图 鉴于上面的分析，系统的整体框图如图 24 所示。 图 24 系统整体框图 DC/DC PWM 单片机 D/A 负载 A/D 键盘输入 输出显示 ~220V 隔离变压器 ~18V 整流滤波 姚海东：基于单片机开关稳压电源设计 8 第 3 章 硬件系 统设计 整流滤波电路的设计 本设计的电源输入为 220V的电网电压（即市电），根据设计任务需要将市电转化为18V的交流电，所以先需要通过电源变压器降压，再对交流电压进行处理。 本设计采用桥式整流电路把交流电转化成直流电，如图 31 所示。 桥式整流与半波整流的相比，输出电压的脉动小很多。 由于还需要进行 DCDC 的 精 确变换，对直流的要求不是很高，所以在整流后只 加上 一个电容进行 滤波，以减小整流后直流电中的脉动成分。 图 31 桥式整流电路 整流滤波之后的波形如图 32 所示。 图 32 整流与滤 波后的电压波形图 安徽工程大学毕业设计（论文） 9 DCDC 主回路的拓扑结构 并联开关型稳压电路 的拓扑结构 如图 33 所示。 其中 输入电压的 Ui 为直流供电电压 ， 晶体管 T 为开关管 ，开关管的基极信号 Bu 为矩形波 （也是 PWM 的输出）， 电感 L和电容 C 组成滤波电路 ， D 为续流二极管。 图 33 DCDC 拓扑结构 图 34 中， T 管的工作状态受 Bu 的控制。 当 Bu 为高电平时 ， 饱和导通 ， Ui 通过 T给电感 L充电储能 ， 充电电流几乎线性增大 ； D 因受到反压截止 ； 滤波电容 C 对负载电阻放电 ， 等效电路如 (a)所示 ； 当 Bu 为低平时 ， T 截止 ， L产生感生电动势 ， 其方向阻止电流的变化 ， 因而电流与 Ui 同方向 ， 两个电压相加后通过二极管 D 对 C 充 电 ， 等效电路如 (b)所示。 所以 ， 无论 T 和 D 的状态如何 ， 负载电流方向始终不变。 图 34 DCDC 结构的等效电路 经过分析 ， 可以得出控 制信号 Bu ， 电感上的电压 Lu 和输出电压 0U 的波形 ， 只有当L足够大时 ， 才能升压 ， 并且只有当 C 足够大时 ， 输出电压的脉动才可能足够小 ； 当 Bu的周期不变时 ， 其占比愈大 ， 输出电压将愈高。 在其工作原理下 ， 当开关晶体管导通期间 ， 输入电压 Ui 加到储能电感 L 的两端 (这里忽视了 T 的饱和压降 )， 二极管 DV 因被反向偏置而截止。 在此期间流过 L 的电流 LI 为近似线性增加的锯齿形电流如 (b)， 并以磁能的形式储能存在 L中。 在这期间 LI 的变化值为 姚海东：基于单片机开关稳压电源设计 10 △L1I= LUt ion* () 在开关 晶体管 T 截止时 ， 储能电感 L 两端的电压极性相反 ， 此时二极管 DV 被正向偏置而导通。 储能在 L 中的能量通过二极管的 DV 输送给负载电阻 LR 和滤波电容 OC。 在此期间 L中的泄放电流 LI 是锯齿形电流的线性下降部分 ， 这期间电流 LI 变化 △12LI= LUt ioff * () 同理 ， 当开关 晶体管 T 的导通期间在储能电感 L中增加的电流数值应该等于开关等于截止期间在储能电感 L减少的电流值。 只有这样才能达到动态平衡 ， 才能给负载电阻 LR 提供一个稳定的输出电压。 所以有△1LI=△12LI．即 LUt ion *= LUt ioff *。 因为 ont =T*q 和oft =T*(1q)。 整理得 0U = qqUUttiiof fon  1** () 占空比 :设晶体管 T 的开关转换周期 T， 导通其的时间为 ont ,截止期的时间为 oft ,占空比为 q(q= Tton )。 是输出电压与输入电压的关系。 主回路器件的选择及参数计算 开关 晶体管 T 的选择 由 DCDC 拓扑结构 图 (图 33)可见 ， 开关管 T 上所承受的最大电压 为 Ui ， 因为上式的输出和输入电压之间的关系。 考虑到输入电压有 10%的波动 ， 电感 L上的反峰尖刺电压为稳定压值的确 20%。 开关 晶体管 T 上所承受的电压实际为 * =。 通常选择时对管子的有 一定的裕量。 所以取其工作电为 80%的额定电压值 ， 则有 = () 即 UCEQ = Ui *()= iU = 0U *qq1 () CEQU =*36 60V () 电极电流的计算 同理从并联型原理图可见。 在晶体管导通期间 ， 流过开关 晶体管 T 的电流也就是在该期间内流过储能电感 L中的电流 ， 也就是输入电流从 iI。 如果 ， 不考虑电路中的其它耗散功率时 iI =ioo UUI *= oIqq1 () 当选择管子在实际工作时 ， 也考虑一定的裕量 ， 应该把工作电流取为 80%额定电流值。 所以 oI =qq1 oI () 安徽工程大学毕业设计（论文） 11 cI = ioo UUI * = oI * qq1 =*2 () 极管 DV 的选择 、 反相电压的计算 DU 在开关 晶体管 T 导通期间 ， 二极管因 DV 反相偏置而截止 ， 此时 DV 上所受的电压为输出电压 DU。 此外 ， 在选择二极管时 ， 都应该有一定的裕量 ， 一般留 20%的裕量 ， 所以二极管的反向耐压为 DU = oU*801  = 0U =*36 45V （ ） 正向导通电流 DＩ =  １－ｑ２ ｑＩ＝２ＵＵＩ ０ｉ００  1A （ ） 滤波电容 C 的选择 并联型开关稳压电源达到稳定状态后 ， 输出电压稳定在所设计的恒定电压值 0U 上 ，此 处支流电流 为 0U。 由于在 开关管 T 导通期间全部负载电阻 LR 上的电流 0I 都是由电容C 供给的，所以这时候电容 C 上的电流就等于电源的输出电流 0I ，并且在这期间电容 C上的电压变化量为输出电压的波纹电压值 △ 0U ，此时我们就如下的关系式 △ 0U = CqTICtI on 00  =1V （ ） 所以 C=）U（UUf UI i 00 00=2200uF （ ） 耐压。