基于dsp的交流变频调速系统的毕业论文

基于dsp的交流变频调速系统的毕业论文内容摘要：

”。 二者相差的程度用转差率 s 来表示 : 00n nns  (25) 一般交流电动机在额定负 载时的转差率约为 1%9%。 n ＋ 基于 DSP 交流变频调速系统的设计 第 8 页 共 43 页 8 交流电机的调速方式 根据电机学原理知识，可以得到交流电机的转速公式为 :    spfsnn  116010 (26) 由式 (26)可以看出，交流电机调速方法主要有三大类 : 其一是在电机中旋转磁场的同步转速 0n 恒定时，调节转差率 s，称为变转差率调速。 其二是调节供电电源频率 1f ，称为变频调速。 三是改变电机定子绕组的极数，称为变极调速。 (1)变极调速 :变极调速一般是通过改变定子绕组的接线方式来改变电动机的定子绕组极对数，从而达到调速的目的。 它既不是恒转矩调速方式，也不是恒功率调速方式。 优点 : 1 具有较硬的机械特性，稳定性良好。 2 无转差损耗，效率高。 3 接线简单、控制方便，易维修、价格低。 缺点 : 有级调速，级差较大，不能获得平滑调速，且由于受到电动 机结构和制造工艺的限制，通常只能实现 23种极对数的有级调速，调速范围相当有限。 (2)变转差率调速 :变转差率调速实现方法众多，例如调压调速、转子串电阻调速、串极调速和滑差离合器调速等方法。 交流电动机的输出功率 zp 的表达式为 : MMsZ sPPsMMP  )1( (27) 其中 M— 电磁转矩。 ω — 电机旋转磁场的速度。 s — 旋转磁场的同步速度 s— 转差率 式 (2 一 7)中 MsP 称为交流电动机的转差功率，这一部分功率主要消耗在转子阻抗上。 因此，当 s 增大时，电动机的损耗也将会增大。 由此可以看出，调节电机转基于 DSP 交流变频调速系统的设计 第 9 页 共 43 页 9 差率、调速是一种耗能的调速方法，是低效率的调速方式。 (3)变频调速 :变频调速是通过改变电动机定子电源的频率，来实现调速的方法即调节 s 来调速。 在转矩恒定时、基本不变，交流电动机的输   sMMP sZ 1与输入电磁功率 sM MP 。 :成比例变化，损耗基本没有增加，是一种高效的调速方法。 优点 : 效率高，调速过程中无附加损耗。 应用范围广，可用于笼型交流电动机。 调速范围大，特性硬，精度高。 对于低负载运行时间较多或起停运行较频繁的场合， 缺点 : 技术复杂，造价高，维护检修困难。 从上述比较可以看出，与变极调速和变转差率调速相比，变频调速可在宽广的范围内实现无级调速，并可获得很好的起动和运行特性，是一种效率比较高的调速方法。 变频调速系统的 fU 控制方式 电机定子绕组的反电动势是定子绕组切割旋转磁场磁力线的结果，本质上是定子绕组的自感电动势。 其三相交流异步电机每相电动势的有效值是 : MI NfkE  (28) 式中 : IE — 气隙磁通在定子每相中感应电动势的有效值。 IK — 与绕组结构有关的常数。 If — 定子频率。 IN — 定子每相绕组串联匝数。 M — 每极气隙磁通量。 由上式可见，如果定子每相电动势的有效值 IE 不变，改变定子频率时会出现下面两种情况 :如果 If 大于电机的额定频率厂 If N，那么气隙磁通量中、就会小于额定气隙磁通量中、。 其结 果是 :尽管电机的铁心没有得到充分利用是一种浪费，但是在机械条件允许的情况下长期使用不会损坏电机。 (1)基频以下调速 由式 (28)可知，要保持中 M 不变，当频率关从额定值 If 向下调节时，必同时降低 IE 使1fE 常数，即采用电动势与频率之比恒定的控制方式。 当电动势的值较高时，可以忽略定子绕组的漏磁阻抗压降，而认为定子相电压 II EU ，则得 1fUI 常数。 这是恒压频比的控基于 DSP 交流变频调速系统的设计 第 10 页 共 43 页 10 制方式。 在恒压频比的条件下改变频率 f 时，我们能证明 :机械特性基本上是平行下移的，如图 24 所示，当转矩 T 增大到最大值后，特性曲线就折回来了。 如果电动机在不同转速 n 下都具有额定电流，则电机 都能在温升允许条件下长期运行，这时转矩 T 基本上随磁通变化，由于在基频以下调速时磁通恒定，所以转矩 T 也恒定。 根据电机与拖动原理，在基频以下调速属于“恒转矩调速”的性质。 低频时， IU 和 IE 都较小，定子阻抗压降所占的分量就比较显著，不能再忽略。 n f1N f1Nf2f3f4 nIN f2 f3 f4 0 T 图 24基频以下调速时的机械特性 n f4 f4f3f2f1N f3 f2 恒 P f1N 0 T 图 25基频以上调速时的机械特性 (2)基频以上调速 在基频以上调速时，频率可以从 Nf1 往上增高，但电压 1U 却不能超过额定电压 NU1 , 最多只能保持 1U = NU1 、。 由式 (28)可知，这将迫使磁通随频率升高而降低，相当于直流电机弱磁升速的情况。 在基频关 Nf1 以上变频调速时，由于电压1U = NU1 不变，我们不难证明当频率提高时，同步转速随之提高，最大转矩 T 减小，基于 DSP 交流变频调速系统的设计 第 11 页 共 43 页 11 机械特性上移，如图 25所示。 由于频率提高而电压不变，气隙磁动势必然减弱，导致转矩 T减小。 由于转速 n升高了，可以认为输出功率基本不变。 把基频以下和基频以上两种情况合起来，可得图 26 所示的交流电动机变频调速控制特性。 m 恒 转矩调速 U1 恒功率调速 U1N U1 m 0 fN f1 图 26交流电动机变频调速控制特性 SPWM 控制技术原理 逆变器的输出波形是一系列等幅不等宽的矩形脉冲波形，这些波形与正弦波等效，等效的原则是每一区间的面积相等。 如果把一个正弦半波分作 n 等分，然后把每一等分的正弦曲线与横轴所包围的面积都用一个与此面积相等的矩形脉冲来代替，矩形脉冲的幅值不变，各脉冲 的中点与正弦波每一等分的中点相重合。 这样，有 n 个等幅不等宽的矩形脉冲所组成的波形就与正弦波的半周等效，称为SPWM 波形。 SPWM 波形如图 27所示。 产生正弦脉宽调制波 SPWM 的原理是。 用一组等腰三角形波与一个正弦波进行比较，如图 28 所示，其相交的时刻 (即交点 )来作为开关管“开”或“关”的时刻。 正弦波大于三角波时，使相应的开关器件导通。 当正弦波小于三角载波时，使相应的开关器件截止。 u 基于 DSP 交流变频调速系统的设计 第 12 页 共 43 页 12 (a) 0 t u 0 t 图 27 与正弦波等效的等幅脉冲序列波 ＋ 1 0 － 1 ＋ 1 0 － 1 图 28 SPWM 控制的基本原理图 单极性 SPWM 控制技术 如图 29所示。 这时的调制情况是 :当正弦调制波电压高于三角载波电压时，相应比较器的输出电压为正电平，反之则为零电平。 只要正 弦调制波的最大澎氏于三角载波的由图 29（ A)的调制结果必然形成图 29(B)所示的等幅不等宽而且两侧窄中间宽的 SPWM 脉宽调制波形。 负半周用同样的方法调制后再倒相而成。 基于 DSP 交流变频调速系统的设计 第 13 页 共 43 页 13 调制波 载波（ a） （ B） (A)调制波和载波 (B)单极性 SPWM 波形 图 29单极性脉宽调制波的形成 V1 Z V2 图 210 单极性调制工作特点 单极性调制的工作特点 :每半个周期内，逆变桥同一桥臂的两个逆变器件中，只有一个器件按脉冲系列的规律时通时断的工作，另一个完全截止。 而在另半个周期内，两个器件的工作情况正好相反。 流经负载 Z的便是正、负交替的交变电流，如图 210 所示。 基于 DSP 交流变频调速系统的设计 第 14 页 共 43 页 14 双极性 SPWM 控制技术 双极性调制技术与单极性相同，只是功率开关器件通断情况不一样。 绘出了三相双极式的正弦脉宽调制波形。 当 A 相调制波 Au tu 时， V1 导通， V2 关断，使负载上的相电压为 UA=+U/z(假设交流电机定子绕组为星型联接，其中性点 0 与整流器输出端滤波电容器的中点 0 相连，那么当逆变器任一相导通时在电机绕组上所获得的相电压为 U/2,当， V1 关断而 V2 导通，则 UA=U/2 )所以 A 相电压 AU 是以 +U/2 和 U/2 为幅值作正、负跳变的脉冲波形。 同理，的 BU 是由 V3和 V4 交替导通得到的，的 CU 是由 V5 和 V6 交替导通得到的。 由 AU 和 BU 相减，可得逆变器输出的线电压波形 ABU。 ABU 的脉冲幅值为 +U 和－ U。 尽管相电压是双极性的，但是合成后的线电压脉冲系列与单极性相电压合成的结果一样都是单极性的。 综上所述，双极性调制的工作特点 :逆变桥在工作时，同一桥臂的两个逆变器件总是按相电压脉冲系列的规律交替地导通和关断，而流过负载 Z 的电流是按线电压规律变化的交变电流，如图 211 所示。 V1 Z V2 图 211双极性调制工作特点 SPWM 的调制方式 SPWM 波毕竟不是真正的正弦波，它仍然含有高次 谐波的成分，因此尽量采取措施减少它。 图 247是通过电动机绕组的 SPWM 电流波形。 显然，它仅仅是通过电动机绕组滤波后的近似正弦波。 图中给出了载波在不同频率时的 SPWM电流波形，基于 DSP 交流变频调速系统的设计 第 15 页 共 43 页 15 可见载波频率越高，谐波波幅越小， SPWM 波形越好。 因此希望提高载波频率来减小谐波。 另外，高的载波频率使变频器和电机的噪声进入超声范围，超出人的听觉范围之外，产生“静音”的效果。 但是，提高载波的频率要受逆变开关管的最高开关频率限制，而且也形成对周围电路的干扰源。 I (a)调制频率较低时的电流波形 (b)载波频率较高时的电流波形 图 212 SPWM 电流波形 SPWM 的调制方式有三种 :同步调制、异步调制和分段同步调制。 在一个调制信号周期内所包含的三角载波的个数称为载波频率比。 在变频过程中艰口调制信号周期变化过程中，载波个数不变的调制称为同步调制，载波个数才应变化的调制称为异步调制。 （ l)同步调制 在改变正弦信号周期的同时成比例地改变载波周期，使载波周期与信号频率的比值保持不变。 对于三相系统，为了保证三相之间对称，互差 0120 相位角，通常取载波频率为 3 的整数倍。 而且，为了双极性调制时每相波形正负波形对称，上述倍数必须是奇数，这样在信号波 0180 处，载波的正负半周恰好分布在 0180 处的左右两侧。 由于波形的左右对称，这就不会出现偶次谐波问题。 但是这种调制，在信号频率较低时，载波的数量显得稀疏，电流波形脉动大，谐波分量剧增，电动机的谐波损耗及脉动转矩也相应增大。 而且，此时载波的边频带靠近信号波，容易干扰基波频域。 为了克服这个缺点，必须在低频时提高载波比，这就是异步调制方式。 (2)异步调制 异步调制方式是指在整个变频范围内，载波比都是变化的。 一般在改变调制频率时保持三角载波频率不变，因此提高了低频时的载波比，在低频工作时，逆基于 DSP 交流变频调速系统的设计 第 16 页 共 43 页 16 变器输出电压半波内的矩形脉冲数可以随着输。