电气工程及其自动化毕业论文--风力发电逆变装置的设计

电气工程及其自动化毕业论文--风力发电逆变装置的设计内容摘要：

内，三角形载波只在一个方向变化，输出电压也只在一个方向变化。 输出电压波形如图 35所示，输出的电压有 du 、 0V、 du三种电压值。 其中的 1ou 为基波分量的波形，与正弦调制电压 ru 的形状相同。 图中的虚线 1ou 表示 ou 中的基波分量。 像这种在 ru 的半个周期内三角形载波只在单一的正极性或负极性范围内变化，所得到的 SPWM 波形也只在单 个极性范围变化的控制方式称为单极性 SPWM 控制方式。 b) 双极性 SPWM 控制 和单极性 SPWM 控制方式相对应的是双极性控制方式，如果三角波载波在半个周期内的方向是在正负两个方向变化的，所得到的 SPWM 波形也是在两个方向变化的，这时就成为双极性 SPWM 控制方式，如图 36 所示。 其控制和输出波形如图 36 所示。 其中 ru 为正弦调制波， cu 为三角形载波。 但 cu 的波形与单极性时有明显的不 同，在 ru 的半个周期内，三角波载波不再是单极性的，而是有正有负的双极性三角波。 双极性调制方式在 ru 的正、负半周控制规律相同。 当 cr uu 时，同时给 T1 和 T4 导通信号，给 T2和 T3 关断信号，此时若 00i ，则 T1 和 T4 导通，若 00i ，则 Dl 和 D4 导通，两种情况下输出电压均为 du ；当 cr uu  时，给 T2 和 T3 导通信号，给 Tl 和 T4 关断信号， 11 若此时 00i ，则 T2 和 T3 导通，若 00i ，则 D2 和 D3 导通，两种情况下输出电压 ou均为 du。 可见，在 ru 的一个周期内，输出的 PWM 波只有 du 两种电平，而不再出现单极性控制时的零电平状态。 主电路的输出电压 ou 波形如图 36 所示，其幅值只有du 、 du 两种。 1ou 为输出的基波波形，形状与正弦调制波相同。 从以上的分析可见，单相桥式电路既可采取单极性调制，也可采用双极性调制。 当对开关器件通 /断控制的规律不同时，它们的输出 PWM 波形也会出现较大的差别。 图 36 双极 性 SPWM 控制原理 (2) 同步调制与异步调制 在 PWM 逆变电路中，载波频率 fc 与调制信号频率 fr 之比 N= fc/fr。 根据载波和调制 信号是否同步 即 载波比的变化情况， PWM 逆变电路可以有异步调制和同步调制两种控制方式。 a) 异步调制 载波信号和调制信号不保持同步关系的调制方式称为异步方式。 在异步调制方式中，调制信号频率 fr，变化时，通常保持载波频率 fc。 固定不变，因而载波比 N 是变化的。 这样，在调制信号的半个周期内，输出脉冲的个数不固定，脉冲相位也不固定，正负半周期的脉冲不对称，同时，半周期内前后 1/4周期的脉冲也不对称。 当调制信号频率较低时，载波比 N较大，半周期内的脉冲数较多，正负半周期脉冲不对称和半周期内前后 1/4 周期脉冲不对称的影响都较小，输出波形接近正弦波。 当调制信号频率增高 12 时，载波比 N就减小，半周期内的脉冲数减少，输出脉冲的不对称性影响就变大，还会出现脉冲的跳动，同时输出波形和正弦波之间的差异就变大，电路输出特性变坏。 因此，在采用异步调制方式时，希望尽量提高载波频率，以使在调制信号频率较高时仍能保持较大的载波比，改善输出特性。 b) 同步调制 载波比 N等于常数，并在变频时使载波信号和调制信号保 持同步的调制方式称为同步调制。 在基本同步调制方式中，调制信号频率变化时载波比 N 不变。 调制信号半个周期内输出的脉冲数是固定的，脉冲相位也是固定的。 4 电源逆变装置的主电路的设计 主电路的组成 该电源逆变装置的主电路主要包括： SPWM 波的产生、驱动电路、 DC/DC 电路、逆变电路、整流滤波电路等。 驱动电路 方案一： a)概述：采用达林顿管驱动； b)优点：达林顿管有驱动能力强、电路结构简单、价格相对便宜等优点； c)缺点：在驱动全桥式连接的 MOS 管时，至少需要 3个独立电源，电源种类繁多； 方案二： a)概述：采用集成芯片 IR2110 驱动； b)优点： IR2110 芯片具有体积小、驱动能力强、控制方便、电能利用效率高等优 点，尤其是采用 R2110 芯片能够大大减少驱动电源的个数（仅需 1 个），充分简化驱动电路的设计。 方案的选择：经比较，驱动电路的设计应选择方案二。 DC/DC 电路 由于驱动电路及逆变电路的电压不同，因此需要 DC/DC电路以对电路起到保护作用。 选用 DC/DC 及芯片 78L05，通过此使其输出不同电压。 其中“ 78”指输出正电压，“ 05”指 5伏。 逆变电路 方案一： a） 概述：半桥式。 采用两个 MOS 管 IRF460、两个电解电容、两个大电阻等元件组 13 成半桥式主电路，两路控制信号分别接 G1和 G2端； b）优点：降低设计成本，简化电路； c）缺点：输出电压峰值较低，且输出电流较小，同时，电容的加入，增加了系 统的无功功率，电阻也会消耗一部分功率。 方案二： a） 概述：全桥式。 采用四个 MOS 管 IRF460 组成全桥式主电路，四路控制信号分别 接 G1和 G2 端、 G3和 G4端；其中，左半桥的两路控制信号反相，右半桥的两路控制信号也反相。 优点 ： 采用此方案可以使电路结构清晰，输出有效值增加（为 半桥式的 2倍）， 输出电流较大，且电路的功耗较小。 方案选择：经比较，应选择方案二（全桥式逆变电路） 整流滤波电路 为了简化电路结构，滤波电路采用简单电路，通常采用的滤波电路设计有如下两种设计方案： a）方案一： RC 滤波电路。 采用 RC 滤波电路，可以简化电路结构，能够滤掉绝大部分无关的杂波，得到比较准确的输出电压波形，然而由于电容的加入，增加了系统的无功功率，电阻还会消耗一部分功率，且输出电压的相位有一定的偏移，这使得相位难于控制，故不采用此方案。 b）方案二： LC 滤波电路。 采用 LC 滤波电路，一方 面可以大大简化电路结构，实现滤波功能；另一方面，通过电感 L和电容 C 适当匹配，可以使得输出电压相位和输入电压相位一致，方便电压相位的控制；此外 LC 的合理搭配还可以降低无功功率，抑制电压和电流的脉动，故采用此方案。 其中，整流电路采用半波整流。 SPWM 波的产生设计 EG8010 的简单介绍 对于该 SPWM 波产生单元电路，采用芯片 42所示： 14 图 41 EG8010芯片管脚图 引脚 26： VCC 芯片的 +5V 工作电源端 引脚 3,12： GND 芯片的地端 引脚 1： DT1 引脚 2： DT0 DT1,DT0 是设置 PWM 输出上、下 MOS 管死区时间： “ 00”是 300nS 死区时间； “ 01”是 500nS 死区时间； “ 10”是 死区时间； “ 11”是 死区时间 引脚 4： RXD 串口通讯数据接收端 引脚 5： TXD 串口通讯数据发送端 引脚 6： SPWMEN SPWM 输出使能端，“ 1”是启动 SPWM 输出，“ 0”是关闭 SPWM输出 引脚 7： FANCTR 外接风扇控制，当 TFB引脚检 测到温度高于 45℃时，输出高电平“ 1”使风扇运行，运行后温度低于 40℃时，输出低电平“ 0”使风扇停止工作 引脚 8： LEDOUT 外接 LED 报警输出，当故障发生时输出低电平“ 0”点亮 LED 正常：长亮 过流：闪烁 2 下，灭 2 秒，一直循环 过压：闪烁 3 下，灭 2 秒，一直循环 欠压：闪烁 4 下，灭 2 秒，一直循环 过温：闪烁 5 下，灭 2 秒，一直循环 引脚 9： PWMTYP PWM 输出类型选择 “ 0”是正极性 PWM 类型输出，应用于高电平有效驱动 IR2110 等驱动器件，即引脚 SPWMOUT 为高电平打开功率 MOS 管 15 “ 1”是负极性 PWM 类。