电子电路]基于multisim的升压直流稳压电源的仿真

电子电路]基于multisim的升压直流稳压电源的仿真内容摘要：

01IiGEi （ a） （ b） 图 2 1 升压斩波电路及其工作波形 （ a ） 电路图 （ b ） 波形 工 作 原 理 ： （ 1） 当 VT 导通时，电源 E 向串在回路中的电感 L 充电，电感电压左正右负；而负载电压上正下负，此时在 R 与 L 之间的二极管 VD 被反偏截止。 由 于电感 L 的恒流作用，此充电电流为恒值 1I。 另外， VD 截止时 C 向负载 R 放电，由于 C 已经被充电且 C 容量很大，所以负载电压保持为一恒值，记为 oU。 设 VT的导通时间为 ont ，则此阶段电感 L 上的储能可以表示为 1onEIt ； （ 2）在 VT 关断时，储能电感 L 两端电势极性变成左负右正， VD 转为正偏，电感 L 与电源 E 叠加共同向电容 C 充电，向负载 R 供能。 如果 VT 的关断时间为 offt ，则此时间内电感 L 释放的能量可以表示为 01()offU E It 8 工作模态分析及相关理论推导 升压斩波电路有电感电流分析 Boost 升压斩波电路有电感电流连续和电感电流断续两种工作状态，当电路工作于电感电流连续模式时，电路的工作波形如图 22 所示。 S0tont offt0toU0t0tLiVi 1t2tVU0t 图 22 Boost 升压斩波电路电感电流连续工作时 的波形 如上图所示， Boost 升压斩波电路工作于电感电流连续模式时，电路在一个开关周期内相继经历了两个开关状态，其各时段的工作状态描述如下： 0t 1t 时段：开关 MOS 管导通，电压 iU 向电感 L 充电，电感电流不断增大，续流二极管 D 此时处于关断状态，同时电容 C2 上的电压向负载供电。 1t 2t 时段：开关 MOS 管关断，续流二极管 D 导通 ，整流电压 iU 和电感 L通过续流二极管 D 共同向电容 C2 充电，并向负载提供能量，电感电流不断减小。 Boost 升压斩波电路工作于电感电流连续模式时有： UUtU iio ffo DT  1 1 （ 21） 式中： T— — MOS 管的一个开关周期； ont —— MOS 管在一个开关周期内处于通态的时间； oft —— MOS 管在一个 开关周期内处于断态的时间； DC/DC升压斩波变换器的原理分析及设计 9 D—— 占空比 ， TtD on。 由上式可知，当占空比 1D 时， oU ，所以应避免占空比 D 过于接近1，以免斩波电路输出电压过高造成电路损坏。 当 Boost升压斩波电路工作于电感电流断续模式时，电路的工作波形如图 23所示。 S0tont offt0toU0t0tLiVi 1t3tZU2t0tVU 图 23 Boost升压斩波电路电感电流断续工作时的波形 如上图所示， Boost 升压斩波电 路工作于电感电流断续模式时，电路在一个开关周期内相继经历了三个开关状态，其各时段的工作状态描述如下： 0t 1t 时段：开关 MOS 管导通，整流电压 iU 向电感 L 充电，电感电流不断增大，续流二极管 D 此时处于关断状态，同时电容 C2 上的电压向负载供电。 1t 2t 时段：开关 MOS 管关断，续流二极管 D 导通，整流电压 iU 和电感 L通过续流二极管 D 共同向电容 C2 充电，并向负载提供能量，电感电流不断减小。 2t 3t 时段：开关 MOS 管仍处于断态，在 2t 时刻电感电流减小到 0；续流二极管 D 关断，电感电流将保持零值到 3t 时刻，且电感两端的电压也为零，在这一时段，开关 MOS 管两端的电压等于输入的直流电压 iU ，同时负载由电容 C2提供能量。 Boost 升压斩波电路工作于电感电流断续模式时有： 10 zo UKU 2411  （ 22） 式中： TRD LK 22 （ 23） 升压斩波电路能使输出电压高于电源电压的主要原因： （ 1） L 储能之后具有使电压泵升的作用 （ 2）电容 C 可将输出电压保持住 控制电路模块 电流型 PWM 控制实现的几种方案 升压斩波电路的控制一般是由电流型 PWM 控制技术实现的，它分为一下几种控制方案： （ 1） 峰值电流模 式控制 (Peak Current． Mode Control PWM) 峰值电流模式简称电流模式控制，是一种固定时钟开启、峰值电流关断的控制方法。 峰值电流模式控制 PWM 的优点 : ①暂态闭环响应较快，对输入电压的变化和输出负载的变化的瞬态响应均快。 ②控制环易于设计。 ③输入电压的调整可与电压模式控制的输入电压前馈技术相妣美。 ④简单自动的磁通平衡功能。 ⑤瞬时峰值电流限流功能，即内在固有的逐个脉冲限流功能。 ⑥自动均流并联功能。 缺点： ①占空比大于 50%的开环不稳定性，存在难以校正的峰值电流与平均电流的误差。 ②闭环响应不如平均电流模式控制理想。 ③容易发生次谐波振荡，即使占空比小于 50%，也有发生高频次谐波振荡的可能性。 因而需要斜坡补偿。 ④对噪声敏感，抗噪声性差。 因为电感处于连续储能电流状态，与控制电压编程决定的电流电平相比较，开关器件的电流信号的上斜坡通常较小，电流信号上的较小的噪声就很容易使得开关器件改变关断时刻，使系统进入次谐波振DC/DC升压斩波变换器的原理分析及设计 11 荡。 ⑤电路拓扑受限制。 ⑥对多路输出电源的交互调 节性能不好。 (2)平均电流模式控制 PWM(Average Current． Mode Control PWM) 平均电流模式控制概念产生于 70年代后期。 平均电流模式控制 PWM集成电路出现在 90年代初期，成熟应用于 90年代后期的高速 CPU专用的具有高 di/dt动态响应供电能力的低电压大电流开关电源。 平均电流模式控制的优点是： ①平均电感电流能够高度精确地跟踪电流编程信号。 ②不需要斜坡补偿。 ③调试好的电路抗噪声性能优越。 ④适合于任何电路拓扑对输 入或输出电流的控制。 ⑤易于实现均流。 缺点是： ①电流放大器在开关频率处的增益有最大限制。 ②双闭环放大器带宽、增益等配合参数设计调试复杂。 （ 3） 电压模式控制 PWM(Voltagemode Control PWM) 电压模式控制 PWM 是 60年代后期开关稳压电源刚刚开始发展而采用的第一种控制方法。 该方法与一些必要的过电流保护电路相结合，至今仍然在工业界很好地被广泛应用。 电压模式控制的优点： ① PWM三角波幅值较大，脉冲宽度调节时具有较好的抗噪声裕量。 ②占空比调节不受限制。 ③对于多路输出电源，它们之间的交互调节效应较好。 ④单一反馈电压闭环设计、调试比较容易。 ⑤对输出负载的变化有较好的响应调节。 缺点： ①对输入电压的变化动态响应较慢。 ②补偿网络设计本来就较为复杂，闭环增益随输入电压而变化使其更为复杂。 ③输出 LC滤波器给控制环增加了双极点，在补偿设计误差放大器时，需要将主极点低频衰减，或者增加一个零点进行补偿。 ④在传感及控制磁芯饱和故障状态方面较 为麻烦复杂。 （ 4）其他实现方案： 还包括滞环电流模式控制 PWM、 相加模式控制 PWM，但是这两种没有前 12 面三种应用的广泛。 不同的 PWM反馈控制模式具有各自不同的优缺点，在设计开关电源选用时要根据具体情况选择台适的 PWM控制模式。 这种选择一定要结合考虑具体的开关电源的输入和输出电压要求、主电路拓扑及器件选择、输出电压的高频噪声大小以及占空比变化范围等。 手段 （ 1）在解决问题时无论是稳态问题和动态问题在过压和欠压时主要应用电力电子技术变换电路。 （ 2）在应用的过程中利用电流电压的双反馈闭环系统来 控制。 （ 3）在 UC3842 芯片中管脚 3 用于电流的反馈，管脚 2 用于电压的反馈。 _+A 1UR_+A 2R 1R 3R 1RC UO 1UO 2 图 24 PWM 脉冲调制器电路原理图 （ 1）当 UR=0V 时的波形图（占空比为 50%） ttU o 1U o 200 图 25 调制信号的输出波形 DC/DC升压斩波变换器的原理分析及设计 13 （ 2）当 UR 变化，则占空比必然变化， UR 增大， Uo1 变宽。 （ 3）采 UC3842 实现。 技术路线 （ 1） 利用对全控器件触发角的控制实现对功率因数的改变。 （ 2）对控制模块的 选择问题。 可行性论证 （ 1）在电力电子技术中的相关应用技术都已经得到了充分的应用。 （ 2）电压、电流反馈控制模块已经被广泛应用了。 电流型 PWM 升压变换器控制芯片设计 UC3842A UC3843A 中文资料 UC3842A UC3843A 是高性能固定频率电流模式控制器专为离线和直流至直流变换器应用而设计，为设计人员提供只需最少外部元件就能获得成本效益高的解决方案。 这些集成电路具有可微调的振荡器、能进行精确的占空比控制、温度补偿的参考、高增益误差放大器。 电流取样比较器和大电流图腾柱式输出，是驱动功率 MOSFET 的理想器件。 其它的保护特性包括输入和参考欠压锁定，各有滞后、逐周电流限制、可编程输出静区时间和单个脉冲测量锁存。 这些器件可提供 8 脚双列直插塑料封装和 14 脚塑料表面贴装封装 （ SO14）。 SO14 封装的图腾柱式输出级有单独的电源和接地管脚。 UC3842A 有 16V（通）和 10 伏（断）低压锁定门限，十分适合于离线变换器。 UC3843A 是专为低压应用设计的，低压锁定门限为 伏（通）和 （断）。 特点 : （ 1） 微调的振荡器放电电流，可精确控制占空比 . （ 2）电流模式工作到 500KHZ （ 3）自动前馈补偿 （ 4）锁存脉宽调制，可逐周限流 （ 5）内部微调的参考电压，带欠压锁定 （ 6）大电流图腾柱输出 （ 7）欠压锁定，带滞后 （ 8）低启动和工作电流 （ 9）直接与安森美 半导体的 SENSEFET 产品接口 14 图 26 UC3842 和 UC3843 芯片的内部结构简化框图 图 27 UC3842 和 UC3843 芯片的外部引脚分布图 本次设计所采用的 UC3842 芯片的特点： UC3842 芯片共有 8 个管脚，其中各个管脚的功能如下 ： （ 1） 1 号管脚的功能为 补偿，该管脚为误差放大器输出，并可用于环路补偿。 （ 2） 2 号管脚的功能为 电压反馈，该管脚是误差放大器的反相输入端，通常通过一个电阻分压器连至开关电源输出。 （ 3） 3 号管脚的功能为 电流取样，一个正比于电感器电 流的电压接至此输入，脉宽调制器使用此信息中止输出开关的导通。 （ 4） 4 号管脚的功能为 RT/CT， 通过将电阻 RT 连接至 Vref 以及电容 CT 连接至地，使振荡器频率和最大输出占空比可调。 工作频率可达 500kHz。 （ 5） 5 号管脚的功能为 地 ， 该管脚是控制电路和电源的公共地（仅对 8 管脚DC/DC升压斩波变换器的原理分析及设计 15 封装如此）。 （ 6） 6 号管脚的功能为 输出 ， 该输出直接驱动功率 MOSFET 的栅极，高达 的峰值电流经此管脚拉和灌。 （ 7） 7 号管脚的功能为 VCC， 该管脚是控制集成电路的正电源。 （ 8） 8 号管脚的功能 为 Vref， 该管脚为参考输出，它通过电阻 RT 向电容 CT提供充电电流。