基于单片机控制的太阳能逆变电源设计-电气工程及其自动化毕业论文

基于单片机控制的太阳能逆变电源设计-电气工程及其自动化毕业论文内容摘要：

11 图 充电电路原理图 蓄电池充电电路原理图显示的是开关管 G 在接收到输出电压检测信号 tU 和端电压检测信号 xU 后对蓄电池实施充电控制和保护的过程。 直流升压 在太阳能逆变电源中，电压和电流的变化是由直流升压 DC— DC 和交流逆变DC— AC 这两部分来得以实现的。 DC— DC 就是将光伏阵列输出的低压直流变换成稳定的高压直 流电； DC— AC 则是 完成将前级升压后的直流电逆变成正弦交流电。 本节针对太阳能直流充电系统讲述的是直流升压 DC— DC 的设计。 对于升高太阳能电池的输出电压可以用 Boost 电路来进行实现，而且将 Boost电路接到太阳能电池的输入端还可对太阳能电池的最大功率点进行跟踪。 本文采用的是 MPPT 控制电路。 MPPT 控制装置的系统框图如图 所示： 图 MPPT 控制装置的系统框图 图中 Boost 的输入电压即为光伏阵列的输出电压 ,我们可以通过 PWM 的控制方式改变开关器件的占空比 D，相当于改变了电路输入 端的等效电阻值 Req，负载特性的曲线也变了 ,光伏阵列的 U一 I 特性曲线与负载特性曲线的交点也跟 12 着改变 ,最终实现了光伏阵列的最大功率点跟踪。 Boost 电路如图 所示： 图 Boost 电路图 Boost 电路的组成包括太阳能电池、开关管、二极管、电容、电感和负载，本文采用的是利用单片机来对蓄电池的充放电实行控制管理。 其电路的工作原理是：当电路的输出端接入蓄电池时可以实现由端电压来控制充放电过程；负载端接蓄电池时，此电路成为充电电路。 Boost 电路的工作过程电路图如图 所示： （ a） （ b） 图 Boost 电路的工作过程 Boost 电路的工作原理和工作状态是：为了升高负载电压，电路将会以电感电流源的工作方式对负载进行放电。 Boost 升压电路有两种工作状态。 当 T 导 13 通时， Boost 电路等效电路如图 （ a）所示， 输入端与输出端隔离， uUs L,电感电流线性增加 ,电感中储存起来由电源提供的电能。 当 T 断开时，其等效电路如图 （ b）所示 ，输出端通过电感接收能量，电感电流逐 渐减少，电感的储能向负载转移 , ssc UUUU  1 负载电压上升。 升压变换器的输出方程式如下： sof fss UtTUDU  1 10 （ ） 在升压变换器的输出方程式中： fft 表示的是在重复周期内开关的控制关断时间， sT 表示的是开关控制周期， D 是开关管 T 的占空比。 蓄电池的充电控制 一般来说，在兼顾太阳能电池的特性和蓄电池特性的前提下来对蓄电池实施充电控制，可以实现设计的最优化。 在实际过程中，太阳能蓄电池的充电通常采用的是两段式充电法。 两段式充电法分别是恒压快速充电和恒压浮充，使用两段式充电法不仅可以很好的保护蓄电池并延长其寿命，而且可以使 蓄电池的充电进行得高效且快速。 恒压快速充电是在蓄电池缺电的时候使用的，调节开关管使得系统成为一个稳压器 ,这样电池板的输出工作点总稳定在 最大功率点上的电压附近。 近似于最大功率点跟踪 MPPT 控制，使得蓄电池可以最快的储存太阳能电池板输出的电能，从而达到快速充电的目的，这时蓄电池一般可以达到 85%的蓄电容量。 恒压浮充阶段是在上一阶段完成后开始进行，当浮充电压值与蓄电池端电压相等时即充电完成。 两段式恒压充电特性曲线如图 所示： 14 图 两段式恒压充电特性曲线 蓄电池充电流程图如图 所示： 图 蓄电池充电流程图 15 由此可得到太阳能充电系统的实际充电图如图 所示： 图 太阳能充电系统的实际充电图 太阳能充电系统由蓄电池，太阳能电池板和功率 MOSFET 管组成。 其中 2L ， 3C ，4C 和 4D ， 2D ， 3D 形成了 MOSFET 管的关断吸收回路；他们是二极管的吸收回路； 7R 是限流电阻，用以弥补恒压充电的缺点；其它部件组成了 MOSFET 管的开通吸收回路； 1V 为单片机输出的 PWM 脉冲电压，从而控制 MOSFET 管的开通和关断进而对蓄电池进行充电。 16 3 逆变系统 逆变电路的选择 逆变系统的主电路基本就是有整流器，逆变器，变压器， LC 滤波器组成。 图 逆变系统的主电路图 逆变系统的电路一般分为全桥电路和半桥电路 半桥式电 路原理图如图 所示： 图 半桥式电路结构图 全桥式电路如图 所示。 17 图 全桥式电路结构图 考虑到本课题的设计 要求，本文中采用的是单相全桥逆变电路。 单相全桥逆变电路的工作原理 图 单相全桥逆变电路电路图 图 为单项全桥逆变电路 ,它是以绝缘栅双极性晶体管 (IGBT)为主开关器件的电路 ,其中 L为交流输出电感 , dC 为直流侧支撑电容 ,也即 DC 一 DC变换电路的输出电容 , 41 DD 是其反并联二极管 ,对四个开关管进行适当的 PWM 控制 ,就可以使逆变器 输出电压与电流与负载所需交流电相匹配的电能 .这种结构的电路属于升压式结构 ,需要在直流侧滤波电容预先充电到接近交流电压的峰值时才能启动 ,且直流侧电压要不低于负载电压的峰值 ,否则电感电流不能完全可控。 图 展示了单项全桥逆变电路的几种功率器件共有四种工作形态。 工作状态 1：如图 (a)图所示 ,功率器件 1T 和 4T 导通 ,直流侧电压通过电感 L直接加 到负载两端 ,电感电流增加 ,此时电感开始存储能量 ,并同时将能量传递给负载。 18 工作状态 2：如图 (b)图所示，功率器件 1T 和 3T 导通，直流侧电压直接给支撑电容 C 充电，由于输出电感中的电流不能突变，负载电流将通过 1T 和 3D 导通续流，电感电流逐渐减小，并释放能量。 工作状态 3：如图 (c)图所示 ,功率器件 2T 和 3T 导通，直流侧电压通过电感L 反向加到负载两端，电感电流增加，此时电感同样开始存储能量 ,并同时将能量送给负载。 工作状态 4：如图 (d)图所示，功率器件 2T 和 4T 导通 ,直流侧电压直接给支撑电容 C 充电，由于输出电感中的电流不能突变，负载电流将通过 1T 和 3D 导通续流，电感电流逐渐减小，并释放能量。 (a) (b) 19 (c) (d) 图 单相全桥逆变电路工作状态图 逆变 电路的设计 逆变系统的 主电路部分是一个单相全桥 SPWM 逆变器，其基本电路结构如图 所示： 20 图 逆变系统主电路结构 从逆变系统基本结构电路图可以看出，单相全桥逆变电路其实可以表示为一个电容电压源。 同时，系统的负载类型不定，考虑到环节的负载效应，将负载的扰动电流 I。 也视为输入电源。 通过上述等效，整个电路可等效视为如图 所示电路： 图 主电路等效结构图 在此模型中，对电路进行了理想化的假设： （ 1） 直流母线电压 Udc 为恒定不变的； （ 2） 功率开关管为理想器件； （ 3） 输出电压基波频率 及 LC 滤波电路自然震荡频率远低于开关频率。 以流经滤波电感的电流 LI 和滤波电容两端电压 cU 为状态量，可得上述模型在连续状态下的状态方程： （ ） 将上 述方程转化为复频域形式，可推到出系统的状态方程图，如图 所示： 21 图 系统状态方程图 其中，根据 SPWM 波形调制规律，输入 inU 为： tUUUUcmdcinsin （ ） 式中： mU 为调制信号幅值（ V） cU 为三角载波信号峰值 （ V） 由此，可得出系统的传递函数： 112)(  LCsG s （ ） 从传递函数可以看出，这是一个二介滞后系统。 设计的逆变电路结构如图 所示： 图 逆变 电路的图形 滤波电路的设计 设计滤波器的时候，应主要考虑一下的类容： （ 1）必须在规定范围内进行对电压、电流属性的合理控制； （ 2）必须保证滤波电路中的电容对电流的影响在可控制范围内； （ 3）滤波电感基波压降小，负载变化所引起的输入，输出电压波动小； 22 （ 4）滤波器体积、重量小，成本低。 表面看来好像 LC 滤波参数越大 ,系统输出波形越好。 实际上 ,滤波时间常数越大 ,不仅滤波电路的体积和重量过大 ,而且滤波电路引起的相位滞后变大 ,采用闭环波形反馈控制时 ,整个系统的稳定性越差。 相反 ,滤波参数选的过小 ,系统中的高频分量得不到很好的抑制 ,输出电压不能满足波形失真度的要求。 所以，我们要兼顾这两方面的条件来对滤波器的参数进行合理选择。 LC 滤波器等效电路如图 所示。 图 LC 滤波电路等效电路图 电源侧第 k 次谐波电流有效值相量为： 22 )()(1 rri dkLK kLkjR II   （ ） 在上式中，逆变器的开关角频率和脉冲电流的基波角频率是一样的，均为sT 2 ，逆变器的输入有效电流值是 dkI ，系统谐波次数是 K。 r 为 LC 输入滤波器的谐振角频率。 电源内阻很小，可忽略不计。 则由上式可得： dkrLK IkI 2)(  （ ） 由此可见，谐波次数越高，对应的电源侧谐波次数的分量就越小，并且，在脉动直流电流基波角频率不变的情况下，可以通过增大滤波电感 L，滤波电容 C来降低电源侧谐波电流（即减小输入滤波器的谐振角效率 r ，从而减小 r 的值） ]25[。 在本设计中： sra dkH Z 125663202   为了使 r 足够小，可以取： sra dr 2 8 3 0   23 这个时候，我们可以计算并得到滤波器的截止频率。 其值为 100HZ 由此可得： LC 对于电感、电容各自参数的选取，一般以电感为主进行设计。 若电感太大，则会降低系统的反应速度，会阻碍检测输出电流的响应速度。 若电感太小，则会对磁带造成比较严重的损害，并且是输出脉冲波形质量变差。 电感设计首先要满足电流上升率的要求： dtdidtdi gL  由于： LUdtdi dcL 4 所以有： dtdiUL gdc  4 由此可以确定电感的最大值。 在计算 L 的有效范围时，我们可以综合电感的最小值和电流的最大值来进行计算。 通过仿真中进一步调试，最终选取滤波电感 L=。 再根据 LC 滤波器已确定的截止频率，可计算出滤波电容 C=1000uF。 逆变系统的控制方式 我们需要逆变部分发出的电压信号为正弦，同时不希望信号中含有谐波分量并能够对其进行控制，便能够保证波形良好的余弦波电压。 目前逆变电路控制方法通常采用的是 SPWM 控制技术。 SPWM 便由此得来 ,用 SPWM 信号来对开关元器件的开通或是断开进行控制 ,最好能够让脉冲电压曲线所围成的面积能够和我们希望输出的余弦波围成的面积相等 ,这样我们就能通过改变调制波的频率以及幅值就可以对输出的电压和幅值进行调节和控制则可调节逆变电路输出电压的频率和幅值。 SPWM 波形可以通过我们说学的相关专业基础课程中的相关电路可得，在同时也可以通过我们的计算机仿真输出，此就不再赘述。 24 全桥逆变控制方式主要分为双极性控制方式和单极性控制方式。 双极性控制 电路中开关为同步开关 ,桥臂上下管之间为互补 ,控制比较容易 ,但这种方法存在不足，如开关损耗 高、谐波大 ,对空间产生大量的电磁干扰 ,当开关频率相等时 ,产生的谐波分量就更大。 单极性控制就能够很好地避免这些问题。 该课题运用的 SPWM 控制方法是三角波镜像采集数据的方式 ,改进了规则采样法 ,采样效果差别不大 ,同时计算量也不大。 然而提高了精确度 ,在这里采用了同步取样 ,各脉宽的一致性也得到了保证 ,等间隔的脉宽中心线 ,在计算机中分容易实现，同时还可以控制脉宽的系数，而适当调节各脉宽系数可以对谐波的幅值分布产生一。