基于模糊pid的直流调速系统设计本科毕业论文

基于模糊pid的直流调速系统设计本科毕业论文内容摘要：

低 ， 使得转速调节器的输出很快达到饱和限幅值 ， 而且维持不变 ， 这时电机开始恒加速上升。 当电机的转速升到给定值后 ， 转速反馈值大于转速给定值转速偏差变为负值 ,转速调节器退出饱和 ,进入线性状态。 在转速调节器刚退出饱和时 ,由于电动机的电流仍大于负载电流 ,电动机仍继续加速 , 直到电动机的电流小于负载电流 ,转速才降下来。 因此 ,直流电动机在启动过程中必然存在超 调。 在某些不允许转速超调的地方 ， 采用常规 PI 调节器就会有一定的局限性。 直流调速系统 控制方案 本设计采用 PWM 控制方法，设计并制作出具有模糊控制全数字化直流调速控制器，解决直流电机负载参数时变情况下能满足稳定转速精度的要求，具体内容有：设计直流脉宽调速系统总体构成，并根据给定对象及要求对调速系统进行参数计算；研究模糊控制理论，以及模糊控制与 PID 控制技术相结合的控制方案。 控制系统硬件组 成： 如图 23 所示为 整个调速系统的硬件组成，其中包括 :主电路、控制电路、驱动电路、检测电路。 在以下几节中将分别 介绍各个模块的功能以及电路构成。 常州工学院学士学位论文 9 MR0R1R2C+RbVb+_V T 1V T 2V D 1V D 2V D 3V T 3V T 4V D 4单 单 单单单单单单单单单单 单 单 单 单 单 单 单单 单 单 单单 单 单 单单 单 单 单单 V单 单 单 单 单A D C 08 0 9 图 23 调速系统硬件组成 传统直流调速系统中调节器参数的计算 设计指标及要求 某晶闸管供电的双闭环直流调速系统，整流装置采用三相桥式电路，基本数据如下： 直流电动机： 220V， 136A,1460r/min， C V rmin/ ，允许过载倍数 ； 晶闸管装置放大系数： 40s K ； 电枢回路总电阻：  ； 时间常数： sTl  ， sTm  ； 电流反馈系数： )(/ NIVAV  ； 转速反馈系数： )/10(m i n / NnVrV 。 常州工学院学士学位论文 10 设计要求：设计电流调节器，要求电流超调量 %5i  ；要求 转速无静差，空载启动到额定转速时的转速超调量 %10n 。 试按工程设计方法设计转速调节器，并校验转速超调量的要求能否得到满足。 电机参数计算 电流调节器的设计 (1) 确定时间常数 1）整流装置滞后时间常数 sT。 按表 21，三相桥式电路的平均失控时间sT =。 表 21 晶闸管整流器的失控时间 整流电路形式 最大失控时间 msT /smax 平均失控时间 msTs/ 单相向半波 20 10 单相桥式（全波） 10 5 三相半波 三相桥式 2）电流滤波时间常数 oiT。 三相桥式电路每个波头的时间是 ，为了基本滤平波头，应有（ 1~2） oiT =，因此取 oiT =2ms=。 3 ） 电 流 环 小 时 间 常 数 之 和 iT。 按 小 时 间 常 数 近 似 处 理 ， 取iT = sT + oiT =。 （ 2） 选择电流调节器结构 根据设计要求 %5i  ，并保证稳态电流无差，可按典型 I 型系统设计电流调节器。 电流环控制对象是双惯性型的，因此可用 PI 型电流调节器，其传递函数则为 ： ssKW iiiA C R  )1()s( 。 检查对电源电压的抗扰性能：  iTT，参看表 22 的典型 I 型系统动态抗扰性能，各项指标都 满足要求。 常州工学院学士学位论文 11 表 22 典型 I 型系统动态抗扰性能指标与参数的关系 221m TTTT  51 101 201 301 %100max  bCC % % % % Ttm/ Ttv/ （ 3）计算电流调节参数 表 23 典型 I 型系统动态跟随性能指标和频域指标与参数的关系 参数关系 KT 阻尼比  超调量  0% % % % % 上升时间 rt 峰值时间 pt 相角稳定裕度     .851 截止频率 c T 电流调节器超前时间常数： sTl 。 电流环开环增益：要求 %5i  时，按表 23，应取 i TKI，因此 11   ssTK iI 于是， ACR 的比例系数为   s iIi K RKK 常州工学院学士学位论文 12 （ 4）校验近似条件 电流环截止频率：  sK Ici 1）校验晶闸管整流装置传递函数的近似条件 cissT   11s 13 1 满足近似条件 2）校验忽略反电动式变化对电流环动态影响的条件 cil ssTT   11m 1313 满足近似条件 3）校验电流环小时间常数近似处理条件 ciois ssTT   11 131131 满足近似条件 （ 5） 计算调节器电阻和电容 电流调节器所用运算放大器取  k400R ，各电阻和电容值计算如下：  kRKR ii 取 40k FFFRC iii  63   取 F FFFRTC oioi  630   取 F2. 按照上述参数，电流环可以达到的动态跟随性能指标为 %%4i  （见表 23） 满足设计要求 转速调节器的设计 （ 1）确定时间常数 1）电流环等效时间常数IK1。 由电流环设计可知 TKI ，则 IK1 = ssT i  2）转速滤波时间常数 onT。 根据所用测速发电机纹波情况，取 sTon 。 3）转速环小时间常 数 nT。 按小时间常数近似处理，取 sssTKT onIn  常州工学院学士学位论文 13 （ 2）选择转速调节器结构 按照设计要求，选用 PI 调节器，其传递函数为ssKW nnnA S R  )1()s(  （ 3） 计算转速调节器参数 按跟随和抗扰性能都较好的原则，取 h=5，则 ASR 的超前时间常数为 sshT n 0 8 1 7  由2221nn ThhK 可求得转速环开环增益 222222 62 1  nn ThhK 于是，由式nmen RTh TChK  2 )1( 可求的 ASR 的比例系数为 )1(  nmen RTh TChK   （ 4）校验近似条件 由 cK l 可知转速环截止频率为 11   ssKK nNlN  1)电流环传递函数简化条件 I ssTK  11i 0 3 3 53131 满足简化条件 2）转速环小时间常数近似处理条件 I ssTK   11on 满足近似条件 （ 5）计算调节器电阻和电容 由转速调节器原理可知 ，取  k400R ，则  kkRKR nn 4 6 取 470 k FFFRC nnn  63   取 F 常州工学院学士学位论文 14 FFFRTC onon 11011040 630   取 1 F 前面所设计的 ASR、 ACR 可用模拟电路设计来实现，但随着智能芯片的发展，采用数字方法实现调速系统的设计得到更广泛的应用。 在计算机控制系统中，可将模拟 PID 控制规律通过离散化方法获得数字 PID控制算法。 其差分方程为： ])1()()()([)( 0 T kekeTieTTkeKku dkiip   控制器输出仍是由三项构成，第一项 Kp e(k)— 比例控制；第二项 kiip ieTTK0 )(— 数字积分控制；第三项 T kekeTKdp )1()( — 数字微分控制。 数字 PID 控制算法根据被控对象的不同可分为位置型和增量型。 位置型其算法如下： 0( ) ( 1 )( ) [ ( ) ( ) ]kPiiT e k e ku k K e t e i TdTT   增量型其算法如下： ( ) [ ( ) ( 1 ) ] ( ) [ ( ) 2 ( 1 ) ( 2) ]p i du k K e k e k K e k K e k e k e k          其中 KppK为比例增益； /i p iK K T T 为积分系数； /d p dK K T T 为微分系数。 增量型算法与位置型算法相比较：增量型算法不需要做累加，计算误差或计算精度对控制量的计算影响较小。 而位置型算法要用到过去偏差的累加值，容易产生大的累加误差； 增量型算法的误动作影响小，而位置型的误动作影响大；增量型算法易于实现手动到自动的无冲击切换。 但是增量型只适用于对步进 电机的控制，因而采用既具有上述优点又适用于控制直流电机的 改进型增量算法 ： ( ) ( 1) ( )u k u k u k    ( 1 ) [ ( ) ( 1 ) ] ( ) [ ( ) 2 ( 1 ) ( 2 ) ]p i du k K e k e k K e k K e k e k e k           数字 PID 算法实施中的问题：算法编程 ,定点运算运算速度快，但精度较低；浮点运算精度高但运算速度慢；输出限幅 ,控制系统的执行机构都有其极限位置，与控制器对应就有两个极限量及最大控制量 maxU 和最小控制量 minU。 输出超过极限位置可能损坏 设备或使控制性能下降。 因此当 max()u k U 时取 max()u k U ；常州工学院学士学位论文 15 当 min()u k U 时，取 min()u k U ；积累整量化误差： 当积分项 ()iK e k e时，不要把它舍弃，而是将其累加起来，即1 ()ni iS ui i,直到累加值 iSe 时，将 iS 加入到 ()uk 中。 本章小结 本章是调速系统总体方案设计，介绍了传统双闭环控制及其应用，并说明了这种系统存在的问题。 从而提出本设计所采取的控制方案，画出框图 和原理简图并解释其工作原理。 常州工学院学士学位论文 16 第 3 章 调速系统硬件设计 主电路设计 在给定直流电机的相关参数后可以进行主电路设计，以前述所给的 直流电机参数为例进行设计。 主电路由整流电路，滤波电路及 PWM 变换器组成。 为简化控制电路，减少滤波， 整流电路采用三相二极管整流电路整流，系统的调压由PWM 变换器承担。 PWM 变换器由四个绝缘栅极双极晶体管 IGBT 和四个续流二极管组成。 MR0R1R2C+RbVb+_V T 1V T 2V D 1V D 2V D 3V T 3V T 4V D 4 图 31 主电路图 整流电力二极管参数的确定 整流二极管所承受的正反向电压最大值为三相交流电网线电压的峰值，即为12U。 实际应用当中需要考虑到电网电压的波动及各类浪涌电压的影响，因此需要留有一定的安全裕量，一般取为此峰值电压的 2～ 3 倍，以前面所给定的电机参数设计为例， 整流二极管的正反向额定电压为： )( 6 1 2~ 0 7 43 8 02)3~2(2)3~2( 1 VUU Dn  通过二极管的峰值电流及电机最大负载时的峰值电流，为电机额定电流的56 倍，取 AIm  ，则 AItdIImmd )(2 1 3/20 2     二极管的电流有效值为 A)(3131 0dVD II，其最大峰值为)( AII VDV Dm  考虑一定的安全裕量可以求得整流二极管的额定正向平均电流为： ）（ ~)2~()2~(  V D mDn II 常州工学院学士学位论文 17 根据整流二极管的选型手 册，选取 50 /1200AV的电力二极管作为整流电路的主开关管。 IGBT 的选择 根据设计的要求，选 用 MG200Q2YS50 型 IGBT。 具有如下参数极值：。