基于soc的一体化智能温度变送器模块-基于传感器的多功能电学测试系统设计全套资料-合集

基于soc的一体化智能温度变送器模块-基于传感器的多功能电学测试系统设计全套资料-合集内容摘要：

准 上面求解测量温度的过程中是把 R和 REFV 都作为已知参数来处理的，但实际上它们是有误差的，解决的办法就是对它们进行校准。 具体方法是使用两个不同电阻值的模拟电阻来进行两次测量，然后求解出 R和 REFV ，模拟电阻使用高精度电阻箱给出。 对于 Pt100 电阻体的量程范围，第一次接入 RT1=100Ω，第二次接入 RT2=200Ω，会得到两组共 4个 等式 (24)～ (27): 1 12REFAB V R LV R T R R L  (24) 1 ( 1 2 )12REFAC V R T R LV R T R R L  (25) xvi 2 22REFAB V R LV R T R R L  (26) 2 ( 2 2 )22REFAC V R T R LV R T R R L  (27) 4 个等式中 仅有 RL、 R 和 VREF 三个未知数， 利用任意三个等式 求解即可获得校准后的 R 和 VREF(28)～ (210)： 11112ABA C A BV R TRL VV  (28) 1221( 2 2 ) ( 1 2 ) ( 2 2 )( 2 2 )A B A CA C A BV R T R L R T R L R L V R T R LR R L V V R T R L            (29) 1 ( 1 2 )12ACREF V R R T R LV R T R L    (210) 把获得的校准值存入 MCU 的 FLASH，就可以作为正式测量 RT时的已知参数使用 ，校准程序见附录 2。 热电偶 电路 对于热电偶 如图 25，仅需要采样 ABV 即可 ,但由于存在 REFV 的初始误差，对 mV 信号输入也需要校准，只需要输入一个测量范围的中值信号，如对K 型热电偶就采用 30 mV 来校准，采集后存入 SOC的 RAM 中作为正式 mV 信号测量的参比值。 SOC 中有内置的温度传感器可测量环境温度，用于热偶测量时的冷端补偿。 A/D 转换电路 调试 16位 A/D 就能完成本设计的要求， C8051F352 有 16位 A/D 转换器，但考虑到采购及成本的问题，选择拥有 24位 A/D 的 C8051F350，舍去低字节当 16 位 A/D 使用。 为保证校准精度 ，使用内部 校准方式对 A/D 的增益和偏移进行在系统校准 ， 快速滤波器对模拟输入变化的响应较快 ，而 SINC3 滤波器产生具有较低噪声的结果 ，故选择ABt 图 25 热电偶 xvii SINC3 滤波器 ；为提高输入阻抗，打开了 A/D 内部的输入缓冲器使 A/D 的输入电流达到最小，提高了抗干扰能力，选择较高的抽取比能提高精度，但会降低转换速度，选择合适的抽取比对系统的影响很大，由于需要采样两路输入，采样过程中需要随时切换，在软件上对 A/D 的控制时须非常重要，而对采样结果本设计采用了数字滤波和求平均值的方法尽量降低了干扰。 调试过程中由实验室高精度的 电阻器 ZX25a 来代替 RT，基准电压 VR 为来自C8051F350 的基准 ，调试软件见附录 3， 调试结果见表 21。 表 21 A/D转换电路调试结果 A/D 采样值 理论值电压 (V) 测试值电压 (V） 绝对误差 (mV) 相对误差 % 3922 1 8860 1 13621 1 16339 1 18106 1 0 22910 1 25866 0 0 29355 0 0 由调试结果看， 校准后的 A/D 转换器的输出结果精度较高，在采样值上仅有几个数之差，采样结果也非常稳定，效果令人满意 D/A 转换及输出电路的设计 用 PWM 实现 D/A 转换器的理论分析 PWM是一种周期一定、高电平占空比不同的类似 方波的信号，它的占空比由一个调制信号调制：   )( )()( k NTNTtntk NTV k NTnttk NTVtfLH （ 211） 进行傅立叶级数展开； )2c o s (s i n2)2c o s (s i n2)()(2 NknNTktNknkVVNknNTtNnVVVVVNntfiLHLHLLH  （ 212） xviii 式中： T为计数脉冲的周期，在单 片机中为定时器计数的基本时钟周期； N为 PWM波 1个周期的计数脉冲总 数； n为 PWM波 1个周期中高电平的计数脉冲数； k为谐波次数；t为时间； HV 和 LV 分别为 PWM波中高、低电平的电压值。 式 (212)等号后第 1项表示直流分量，第 2项为 1次谐波分量，第 3项为大于 1次的高次谐波分量。 从式可以看出，其直流分量与 n成线性关系，并随着从 0～ N、直流分量从 LV ～ LV + HV 之间变化，这正是 D/A转换器所需要的。 因此，如果能把式 (212)中除直流分量外的谐波过滤掉，就可以实现从 PWM波到 D/A的转换，即 PWM波可以通过一个低通滤波器进行解调得到直流电压输出。 根据上述分析，可以得到从 PWM到 D/A转换器输出框图 如图 26。 该框图可以有许多电路实现方法，在单片机的应用中还可以通过软件方法进行精度调整和误差校正。 D/A 转换电路 D/A 转换电路如图 27， 由 定时器产生的 PWM 波通过一个 I/O 口输出，考虑到输出电压的精度不高，可通过一个反向器整形来得到稳定的方波，反相器选择 TI 公司的 SN74LVC1G98, 该产品可以方便的配置逻辑功能并且有着很高的驱动能力和非常小的传输延时 时间，非常适合各种需要灵活配置逻辑功能又很在意电路板尺寸的应用 , 单芯片可以配置 8 种逻辑功能 , 可以提供单路反相输入选择 ,所有的输入都带施密特触发器电路 ,功耗低，工作电流最大仅为 10uA，工作电压采用 SOC中稳定的基准电压。 由于工作中 PWM 变换的周期为 5ms 左右， 这相当于给输出波形叠加了高 频干扰，为确保产生波形的质量，减少波形失真度，使输出波形光滑，须用低通滤波器把高频分量单片机 PWM 输出 PWM整形 二阶低通滤波 驱动放大输出 图 26 D/A输出框图 Q3100KR6100KR7474C2474C3+Q 4 AMC P 6 0 0 2P W M 100KR 9 *120KR 1 0 * 0 . 1 u FC4VRP 0 . 1 Vo 图 27 D/A转换电路 xix 滤掉。 为消除电路输出中的脉动 ，采用了二阶低通滤波，二阶低通滤波电路是由两节RC 滤波电路和同相比例放大电路组成，其特点是输入阻抗高，输出阻抗低，二阶低通滤波电路 传递函数为： 202020021211202221221210 21)111(/)( SSKCCRRSCRKCRCRSCCRRKsH (213) 式中 0K 为电路直流增益，  为电路阻尼率， 00 2 f  为电路固有频 率，分别为： 120 /1 RFRFK  (214)   12 21022 1121 12 )1(21 CR CRKCR CRCR CR (215) 21210 /1 CCRR (216) 以 jS 代入 213 式，求得其幅频特性： 2220202220200)2()1()2()()( KKjH (217) 式中 00 // ff  为频率比， 1 时的频率称为截止频率。 由式 217 可得，当 2/1 时，其幅频特性最为平坦。 当各种信号频率小于滤波器截止频率时，才能“无失真”地传输，也即幅度不会放大或衰减。 当 CCC  21 ，RFRFRF  21 ，即 20K 时，由式 21 214 有 ： 12 /21 RR (218) 210 21 RRCf  (219) 令 216 式 2/1 ，得 RRR 22 12  ，则有： CRf 22 10  (220) 由上式可知，当 C 为定值时，电路截止频率 0f 与 R 成反比。 因此只要电阻按 xx RRR 22 12  的比例关系线性改变，还可实现滤波器截止频率的线性跟踪滤波。 由计算现选择 C 为 ， R 为 100K，本设计对截止频率的精度并不高，实际电路效果已经达到， 为了减少运放对滤波电路的负载效应，放大器同样采用低功耗的 MCP6002。 D/A 转换电路调试 D/A 转换电路 主要检验 模拟输出的 线性度 和稳定性 ， 由 I/O 口信号 线直接 输出到反向器输入端 ，满量程为 ， 经过 R R10 两个精密电阻分压后满量程为 ，对应定时数为 10000，调试软件相对简单，开一个定时器 2即可调试，调试结果见表22。 表 22 D/A转换调试结果 输入高电平的定时数 理论输出电压（ V） 测得输出电压（ V） 绝对误差 （ mV） 相对误差 % 0 1 1000 0 0 2020 0 0 3000 0 0 4000 1 5000 1 6000 0 0 7000 0 0 8000 1 9000 1 10000 0 0 0 0 由调试结果看 D/A的输出结果精度较高，误差小并且输出较稳定，说明二阶低通滤波的效果比较好， 10000 个数相对于专用 D/A 芯片来说精度要高于 12 位的 D/A 转换器，但成本相对廉价很多，总体结果也令人满意。 输出电路 输出电路 如图 28，由一级放大器 跟随和恒流电路组成，其中放大器同样用低 功耗的 MCP6002；输出电路要输出 4～ 20mA 的电流信号，而系统总功耗为 左右， 故限流电阻应该控制电流在 ～ 左右， PWM 输入信号的最大电压值为+Q 4 BMC P 6 0 0 2Q5N P N 175R8RVIEVo 图 28 输出电路 xxi ，可由计算得到： 75VR V mA   。 由于输出电路的总电流的理论计算并不精确，还需要考虑到实际电路中的电阻、电压等精度的影响，故还需要进行输出校准。 当输入为 0 时，可由 PWM 的基准数来调整零点来使输出达到 4mA，同样当输入为满度时 调整 PWM 基数使满度达到 20mA，校准过程由高精度的 6 位半数字万用表完成，校准完成后把零点和满度的基数值写入到FLASH 中的非易失性存储器当中去，也可由上位机进行校准并保存。 SOC 各功能模块 如图 29 为 C8051F350 的引脚图， C8051F系列是 Silicon Laboratories 公司设计的单片机，它拥有 带模拟多路器 的 24 位单端 /差分 ADC，高精度可编程的 内部振荡器 ， 8KB 在片FLASH 存储器 ， 768 字节片内 RAM， 增强型 UART和 SPI 串行接口 ， 4 个通用的 16位定时器 ， 具有3 个 捕捉 /比较模块和看门狗定时器功能的可编程计数器 /定时器阵列（ PCA） ， 片内上电复位、VDD 监视器和温度传感器 ， 片内电压比较器 ， 17个端口 I/O（容许 5V 输入） ， 具有片内上电复位、VDD监视器、看门狗定时器和时钟振荡器 ，这些特点都为整个系统的良好工作提供了保证。 C8051F350 有标准 8051 的程序和数据地址配置。 它包括 256字节的数据 RAM，其中高 128 字节为双映射。 用间接寻址访问通用 RAM 的高 128 字节，用直接寻址访问128字节的 SFR 地址空间。 数据 RAM 的低 128 字节可用直接或间接寻址方式访问。 前32个字节为 4个通用寄存器区，接下来的 16字节既可以按字节寻址也可以按位寻址；程序存储器包含 8KB 的 FLASH。 该存储器以 512 字节为一个扇区，可以在系统编程，且不需特。