基于dsp数字信号处理器的交流电机变频调速器

基于dsp数字信号处理器的交流电机变频调速器内容摘要：

CT 等器件的生产以及并联、串联技术的发展应用，使高低压、大功率变频器产品的生产及应用成为现实。 控制理论和微电子技术的发展。 矢量控制、磁通控制、转矩控制、模糊控制等新的控制理论为高性能的变频器提供了理论基础 ： 16 位、 32 位高速微处理器以及信号处理器 （ DSP） 和专用集成电路 （ ASIC） 技术的快速发展，为实现变频器高精度、多功能提供了硬件手段。 基础工业和各种制造业的高速发展，变频器相关配套件社会化、专业化生产。 国内现状 从总体上看我国电气传动的技术水平较国际先进水平差距 1015 年。 在大功率交 交、无换向器电机等变频技术方面，国内只有少数科研单位有能力制造，西安工业大学北方信息工程学院毕业设计（论文） 3 但在数字化及系统可靠性方面与国外还有相当差距。 在新型电力电子器件应用方面，由于 GTR、 GTO、 IGBT、 IPM 等全控器件的使用，使得中小功率的变流主电路大大 简化，大功率 SCR、 GTO、 IGBT、 IGCT 等器件的并联、串联技术应用，使高电压、大电流变频器产品的生产及应用成为现实。 在控制器件方面，实现了从 16 位单片机到 32 位 DSP 的应用。 国内学者并一直致力于变频调速新型控制策略的研究，但由于半导体功率器件和 DSP 等器件依赖进口，使得变频器的制造成本较高，无法形成产业化，与国外的知名品牌相抗衡。 国内几乎所有的产品都是普通的 /Vf控制，仅有少量的样机采用矢量控制，品种与质量还不能满足市场需要，每年大量进口高性能的变频器。 国内交流变频调速技术产业状况表现如下： a． 变频器的整机技术落后，国内虽有很多单位投入了一定的人力、物力但由于力量分散，并没有形成一定的技术和生产规模； b． 变频器产品所用半导体功率器件的制造业还不成熟； c． 相关配套产业及行业落后； d． 产销量少，可靠性及工艺水平不高。 产销量少，可靠性及工艺水平不高。 变频调速系统指标 控制系统的稳定性一般从系统的稳态和动态性能指标上衡量。 本设计系统需要完成的稳态性能指标为： D=10， S=，系统需要完成的动态性能指标为： a=（ 35） %，上升时间 st =。 2 交流电机控制方法及实现方式 4 2 交流电机控制方法及实现方式 交 交变频一般只用于低转速、大容量的调速系统，本设计选择交 直 交变频装置。 系统选用不可控整流桥来提高功率因数。 电流型交 直 交一般只用于要求频繁加减速的大容量电机传动，而且电压型逆变器能使直流电压波形比较平直。 因此逆变器设计选用电压型逆变器，采用 SPWM 逆变技术。 根据电机学原理知识，可以得到交流电机的转速公式为 ： 10 60(1 ) (1 )fn n s sp    （ ） 由式 （ ） 可以看出，交流电机调速方法主要有三大类 ： 其一是在电机中旋转磁场的同步转速 0n 恒定时，调节转差率 s ，称为变转差率调速 ； 其二是调节供电电源频率厂，称为变频调速 ； 三是改变电机定子绕组的极对数，称为变极调速。 /Uf控制方式 电机定子绕组的反电动势是定子绕组切割旋转磁场磁力线的结果，本质上是定子绕组的自感电动势。 其三相交流异步电机每相电动势的有效值是 ： 1 1 1 ME k f N     （ ） 1E — 气隙磁通在定子每相中感应电动势的有效值 ； 1k — 与绕组结构有关的常数 ； 1f — 定子频率 ； 1N — 定子每相绕组串联匝数 ； M — 每极气隙磁通量 ； 由上式可见，如果定子每相电动势的有效值 1E 不变，改变定子频率时会出现下面两种情况 ： 如果 1f 大于电机的额定频率 1Nf ，那么气隙磁通量 M 就会小于额定气隙磁 通西安工业大学北方信息工程学院毕业设计（论文） 5 量 MN。 其结果是 ： 尽管电机的铁心没有得到充分利用是一种浪费，但是在机械条件允许的情况下长期使用不会损坏电机。 如果 1f 小于电机的额定频率 1Nf ，那么气隙磁通量 M 就会大于额定气隙磁通量 MN。 其结果是 ： 电机的铁心产生过饱和，从而导致过大的励磁电流，严重时会因绕组过热而损坏 电机。 因此，要实现变频调速，在不损坏电机的条件下，充分利用铁心，发挥电机转矩的能力，应在变频时保持每极磁通量 M 为额定值不变。 基频以下调速 ： 由式 （ ） 可知，要保持 M 不变，当频率 1f 从额定值 1Nf 向下调节时，必须同时降低 1E ，使 11/Ef=常数，即采用电动势与频率之比恒定的控制方式。 当电动势的值较高时，可以忽略定子绕组的漏磁阻抗压降，而认为定子相电压 11UE ，则得 11/Ef=常数。 这是恒压频比的控制方式。 在恒压频比的条件下改变频率 f 时，我们能证明 ： 机械特性基本上是平行下移的，如图 所示，当转矩 T 增大到最大值后，特性曲线就 折回来了。 如果电动机在不同转速 n下都具有额定电流，则电机都能在温升允许条件下长期运行，这时转矩 T 基本上随磁通变化，由于在基频以下调速时磁通恒定，所以转矩 T 也恒定。 根据电机与拖动原理，在基频以下调速属于“恒转矩调速”的性质。 低频时， 1U 和 1E 都较小，定子阻抗 压降所占的分量就比较显著，不能再忽略。 这时，可以人为地把电压 1U 抬高一些，以便近似地补偿定子压降。 图 基频以下调速时的机械特性 基频以上调速 ： 在基频以上调速时，频率可以从 1Nf 往上增高，但电压 1U 却不能超过额 定电压 1NU ， 最多只能保持 11NUU。 由式（ ） 可知，这将迫使磁通随频率升高而降低，相当于直流电机弱磁升速的情况。 在基频 1Nf 以上变频调速时，由于电压 11NUU 不变，我们不难证明当频率提高时，同步转速随之提高，最大转矩 T 减小，机械特性上移，如 所示。 由于频率提高而电压不变，气隙磁动势必然减弱，导致转矩 T 减小。 由于转速 n 升高了，可以认为输出功率基本不变。 所以 基频以上变频调速属于弱磁恒功率调速。 西安工业大学北方信息工程学院毕业设计（论文） 6 图 基频以上调速时的机械特性 把基频以下和基频以上两种情况结合起来，可得图 所示的交流电机变频调速控制特性。 图 交流电动机变频调速控制特性 PWM 脉宽调制技术 所谓 PWM 脉宽调制技术，是用一种参考波 （ 通常是正弦波，有时也采用梯形波或注入零序谐波的正弦波或方波等 ） 为调制波，而以 N 倍于调制波频率的三角波 （ 有时也用锯齿波 ） 为载波进行波形比较，在调制波大于载波的部分产生一组幅值相等，而宽度正比 于调制波的矩形脉冲序列用来等效调制波，用开关量取代模拟量，并通过对逆变器开关管的通断控制，把直流电变成交流电，这种技术叫作脉宽调制逆变技术。 由于载波三角波 (或锯齿波 )的上下宽度是线性变化的，故这种调制方式也是线性的。 当调制波为正弦波时，输出矩形脉冲序列的脉冲宽度按正弦规律变化，这种调制技术通常又称为正弦脉宽调制技术。 要改变等效输出正弦波的幅值时，只要按照同一比例系数改变各个脉冲宽度即可。 PWM 波形可分为等幅 PWM 波和不等幅 PWM 两种。 由直流电源产生的西安工业大学北方信息工程学院毕业设计（论文） 7 PWM 波通常是等幅 PWM 波，由交流电源产生的 PWM 波通 常是不等幅的。 不管是等幅 PWM 波还是不等幅 PWM 波，都是基于面积等效原理进行控制的，因此其本质是相同的。 PWM 波形可分为等幅 PWM 波和不等幅 PWM 两种。 由直流电源产生的PWM 波通常是等幅 PWM 波，由交流电源产生的 PWM 波通常是不等幅的。 不管是等幅 PWM 波还是不等幅 PWM 波，都是基于面积等效原理进行控制的，因此其本质是相同的。 根据 PWM 控制的基本原理，如果给出了逆变电路的正弦波输出频率、幅值和半个周期内的脉冲数 ， PWM 波形中各脉冲的宽度和间隔就可以准确计算出来。 按照计算结果控制逆变电路中各开关器件的通断， 就可以得到所需要的 PWM 波形。 这种方法称之为计算法。 可以看出，计算法是很繁琐的，当需要输出的正弦波的频率、幅值或相位变化时，结果都要变化。 与计算法相对应的是调制法，即把希望输出的波形作为调制信号，把接收调制的信号作为载波，同过信号波的调制得到所期望的 PWM 波形。 通常采用等腰三角形或锯齿波作为载波，其中等腰三角形应用最多。 因为等腰三角形上任一点的水平宽度和高度成线性关系且左右堆成，当它与任何一个平缓变化的调制信号波相交时，如果在交点时刻对电路中开关器件的通断进行控制，就可以得到宽度正比于信号波幅值的脉冲， 这正好符合 PWM 控制的要求，在调制信号波为正弦波时，所得到的就是 SPWM 波形。 正是因为调制法有这样的优点，所以实际应用中的主要是调制法。 SPWM 原理 目前很容易实现的一种方法是：逆变器的输出波形是一系列等幅不等宽的矩形脉冲波形，这些波形与正弦波等效，等效的原则是每一区间的面积相等。 如果把一个正弦半波分作 n 等分，然后把每一等分的正弦曲线与横轴所包围的面积都用一个与此面积相等的矩形脉冲来代替，矩形脉冲的幅值不变，各脉冲的中点与正弦波每一等 份 的中点相重合。 这样，有 n 个等幅不等宽的矩形脉冲所组成的波形就 与正弦波的半周等效，称为 SPWM 波形。 SPWM 波形如图 所示。 产生正弦脉宽调制波 SPWM 的原理是：用一组等腰三角形波与一个正弦波进行比较，如图 所示，其相交的时刻（即交点）来作为开关管“开”或“关 ”的时刻。 正弦波大于三角波时，使相应的开关器件导通；当正弦波小于三角载波时，使相应的开关器件截止。 西安工业大学北方信息工程学院毕业设计（论文） 8 图 与正弦波等效的等幅脉冲序列波 图 SPWM 控制的基本原理图 SPWM 的控制模式及实现 SPWM 的控制方法有两种，即模拟控制和数字控制。 原始的 SPWM 是由模拟控制来实现图 是 SPWM 变压变频器的模拟控制电路原理框图。 三相对称的参考正弦电压调制信号 rau ， rbu ， rcu 由参考信号发生器提供，其频率和幅值都是可调的。 三角载波信号 tu 由三角波生器提供，各相公用。 它分别与每相调制信号在比较器上进行比较，给出“正”或“零”饱和输出，产生 SPWM 脉冲序列波 dau ， dbu ， dcu ， 作为变压变频器功率开关器件的驱动 信号。 SPWM 的模拟控制电路现在己经很少应用，但他的原理往往是其它控制方法的基础。 逆变器三 角 波 发 生 器驱 动V 1 ~ V 6S P W M 波U r aU r bU r cU d aU d bU d c 图 SPWM 变压变频器的模拟控制电路 西安工业大学北方信息工程学院毕业设计（论文） 9 数字控制是 SPWM 目前常用的控制方法，可以采用微机存储预先计算好的SPWM 数据表格，控制时根据指令调出，或者通过软件实时生成 SPWM 波形，也可以采用大规模集 成电路专用芯片产生 SPWM。 下面是几种常用的方法 ： （ 1） 等效面积法 正弦脉宽调制的基本原理就是按面积相等的原则构成与正弦波等效的一系列等幅不等宽的矩形脉冲波形，由： 2112 s in ( ) 2 s in s in22iiS ni m m inU U td t U n     （ ） 当 n 的数值较大时， sin22nn 于是， 2 sinmiisUnU； 上式己给出脉冲宽度的计算公式，根据己知数据和正弦数 值可以依次算出每个脉冲的宽度，用于查表或实时控制，这是一种最简单的算法。 （ 2） 自然采样法 移植模拟控制的方法，计算正弦调制波与三角载波的交点，从而求出相应的脉宽和脉冲间歇时间，生成 SPWM 波形，叫做自然采样法，如图 所示，在图中截取了任意一段正弦调制波与三角载波的相交情况。 交点 A 是发出脉冲的时刻， B 点是结束脉冲的时刻， cT 为三角载波的周期， 1t 为 cT 时间 内在脉冲发生以前 （ 即 A 点以前 ） 的间歇时间， 2t 为 AB 之间的脉宽时间， 3t 为在 cT 以内 B 点以后的间歇时间，显然 1 2 3cT t t t  。 图 生成 SPWM 电波形的自然采样法 t t Ct 3t 1t 2t 39。 2t 39。 2t Bt At 西安工业大学北方信息工程学院毕业设计（论文） 10 若以单位量 1 代表三角载波的幅值 rmU ，则正弦调制波的幅值 rmU 就是调制度 M ，正弦调制波可写作 ： 1sinru M t （ ） 式中 1 是调制波频率，也就是变压变频器的输出频率。 由于 A、 B 两点对三角载波的中心线并不对称，须把脉宽时间 2t 分成 2`t ， 2``t两部分 (见图 )。 按相似直角三角形。