基于dsp风机变频调速系统设计

基于dsp风机变频调速系统设计内容摘要：

压和电机的感应电动势近似相等的条件 已不能满足。 如果仍然按照 Vf一定来控制，就不能保持电机磁通恒定。 电机磁通的减 小势必造成电机电磁转矩的减小。 如果对定子电阻压降进行 补偿，在低频时可适当提高逆变器的输出电压 ，使 SE /f 为恒定值。 这样可以使电机磁通大体上保持恒定。 F i n F1U10恒转矩调速 恒功率调速Ф 1 NФMФ M = 1 / f 1 图 异步电机变频调速控制特性 (2)基频以上调速 在基频以上调速时，频率可以从基频往上升， 但是端电压以不能继续上升，只能维 辽宁科技大学本科生毕业设计（论文 ） 第 9 页 持在额定值，这将迫使磁通与频率成反比地下 降，相当于直流电机的弱磁升速的情况。 在整个电机调速范围内，异步电机的控制特性 如图 所示。 如果电机在不同转速下都具有额定电流，则电机都能在温升允许的条件 下长期运行。 这时电机转矩基本上随磁通变化，因此，在额定转速以下为恒转矩调速， 在额定转速以上为恒功率调速。 2． 3 SPWM 技术原理 通过 PWM 控制方式对异步电机调速系统的主电路进行控 制，是进行能量控制并实现 VVVF 控制思想的有效手段。 PWM 技术是利用半导体器件的开通和关断把直流电 压变成一定形状的电压脉冲序列，以实现变频、 变压及控制和消除谐波为目的一门技术，是目 前 逆变器主要采用的控制技术。 D1D4D3D6D5D2T4 T6 T2T1 T3 T5L1U V WC1C2 图 PWM 逆变器原理图 SPWM 控制技术是从电机供电电源的角度出发，着眼 于如何生成可调频调压的三相对称正弦波电源。 SPWM 变频调速控制实现的方法就是以正弦波作为基 准波 (调制波 )， 用一系列等腰三角波 (载波 )与其相交，由交点来确定逆变器的开关模式。 正弦脉宽调制技术主要分为自然采样法和规则采样法。 自然采样法通过计算正弦调制波与三角载波的交点确定脉宽，因其求解一个超越方程 ，不适于微机实时控制。 规则采样法主要有两种，规则采样法电压水平线与三角载波的 高点都处于正弦调制波的同一侧，因此所得的脉冲宽度明显偏小，控制误差较大。 规则 采样法 II 又叫中值规则采样 法，它的基本思想是：将三角载波每一周期的负峰值时刻 对应与正弦调制波上的 电压值对三角载波进行采样，以决定功率开关器件的导通与关断 时刻。 CU 和 CT 是三角载波及其周期， RU 是正弦调制波， ET 时刻采样值为 REU。 水平线与 辽宁科技大学本科生毕业设计（论文 ） 第 10 页 三角载波的交点 A、 B 将 TC 分成 1T , 2T 和 3T 三段。 设三角载波的幅值 CMU 保持不变，正弦调制波为  si nR R M R IU U S T 其中 RMU 和 RI 分别是正弦调制波的幅值和角频率。 正弦调制 波的幅值和三角载波的幅值之比。 即 /RM CMU U M 称为调制度。 在理想情况下， M 在 O～ 1 之间变化，以调节逆变器输出电压的大小。 在实际使用中 考虑最小脉冲限制， M 总是小于 1 的。 一般取 M 的最大值为 ～。 根据脉冲电压对三角载波的对称性， 1T 和 3T 等， 则 有  C2re1eC rmTt U24 = = M sin w tT U4 () 由式 ()可得脉宽时间和间隙时间分别为：   C2 1 eTT = 1 + M s in w t2 ()  121 3 C 2t = t = T t () 式 ()、 ()便是实时计算 SPWM 波形脉宽时间的基本公式。 2． 4 电压空间矢量脉宽调制 (SVPWM) SVPWM 以三相对称 正 弦波电压供电时交流电机的理想磁通圆为基准 ，用逆变器不同的开关模式所产生的实际磁通去逼近基准圆 磁通，并由它们比较的结果决定逆变器的开关状态，形成 PWM 波形。 该方法把逆变器和电机看成一个整体， 所得模型简单，便于微处理器实时控制，并且具有转矩脉动小、 噪声低、电压利用率高的优点，因此在开环和闭环控制系统中都得到了广泛的应用。 (1) SVPWM 基本原理 电机的理想供电电压为三相正弦，其表达式如 下； ambmcmU = U sin( t)U = U sin( t 2 / 3)U = U sin( t + 2 / 3) () 其中 : aU 、 bU 、 cU ： 三相定子绕组相电压 ； mU ： 相电压最大值 ； 辽宁科技大学本科生毕业设计（论文 ） 第 11 页  ： 电源角频率。 按照合成电压矢量的定义： 2+23d a b c U = ( U U + U ) () aU 、 bU 、 cU 为电压空间矢量 dU 在 Α， Β轴上的投影； 23je  为 PARK 算子。 根据三相系统向两相系统变换幅值不变的原则 ，利用 CLARK 变换将三相坐标 (A， B，C)变换到静止的两相坐标 ( ,)： aaa b c a b b a b c a bbc11U 1 U 2 22= T U , T =U 3 33U 022     得 ( / 2 )2 si n( )c os( )3 jtmdUUU teUt    （ ） 由上式可见，当理想电源供电时，空间电压矢 量为圆形的旋转矢量，其轨迹在复平面上是一个圆心在原点、半径为 m2/ 3U 的圆。 磁通是电压的时间积分，磁通矢量也是一个圆形的旋转矢量，比电压矢量滞后 /2 ，其半径为： mpr = 2 / 3U / 2 f。 图 电压和磁通矢量轨迹 通过以上分析可以看出当压频比 MU ／ FU 为常数时，磁通轨迹半径，也为常数，随着 Ω 的变化，磁通矢量 Ф 的定点运动轨迹就形成了一个以 R 为半径的圆，即得到了一个理想的磁通圆， 它就是 SVPWM 的基准圆。 (2) SVPWM 的实现方法 辽宁科技大学本科生毕业设计（论文 ） 第 12 页 SVPWM 的常规实现方法有磁链圆轨迹法、电压矢量合 成法等。 这些方法虽然比较直观，但是算法复杂，大量的非线性运算影响 了 SVPWM 的执行速度。 本文采用一种改进的查表法，可以方便的实现 SVPWM。 U 1 ( 1 0 0 )U 2 ( 1 1 0 )U 3 ( 0 1 0 )U 4 ( 0 1 1 )U 5 ( 0 1 1 ) U 6 ( 1 0 1 )β 轴α 轴U r e fU 0 ( 0 0 0 )U 7 ( 1 1 1 )T1T2 图 在 PWM 逆变桥中，每个桥臂上的晶体管可以看作是一 个开关，对于 180。 导通型逆变器来说三相桥臂的开关只有 8 种工作状态，包括 6 个非零矢量和 2 个零矢量。 在此规定三相负载的某一相与直流电源难极接通时 ，该相的开关状态为“ 1”，与负极接通时，该相的状态为“ 0”，这八种工作状态用空间矢量的概念可以表 示为 : U０ (000)、 (001)、 (010)、 (011)、 (100)、 (101)、 (110)和 (111)。 其中 ～ 是非零矢量，幅值相等相位互差 ／ 3 电角度，状态矢量 ， 为零矢量。 根据电压矢量合成法可以推倒出： r e f skk + 1 dkksin c o s3 U TT c o s( t)33=.T ( k 1 ) ( k 1 ) sin ( t)U sin c o s33    () 当 ＵＲＥＦ 位于区间 Ｉ 时， Ｋ =L，则 Ｔ１ 和 Ｔ２ 可由下式计算： re f1sdre f2sd3U 1T = T si n( t)2U 33UT = T si n( t)2U () 根据式 ()可求得在区间 Ｉ 中逆变器的各输出端 A、 B、 C 相对于其直流侧中点的电压为： 辽宁科技大学本科生毕业设计（论文 ） 第 13 页   d 0 0A N 1 2 0 2 1 r e fsU T T 3U t = + T + T + T + T + T = U c o s ( t / 6 )2 T 2 2 2     d 0 0B N 1 2 0 2 1 r e fsU T T 3U t = + T + T + T + T T = U c o s ( t / 6 )2 T 2 2 2      A N A NU t = U t () 1 / 3 2 / 3 1 4 / 3 5 / 3 20U A N 图 SXPWM 逆变器相电压波形 在本文的控制系统中使用式 ()所确定的函数作为 SVPWM 的调制函数，这样可以不必单独计算每个矢量的作用时间也不用考 虑矢量的作用次序，使得控制算法大大简化，在数字化控制系统中，可以用与 SPWM 调制相同的方法实现，即将调制函数的值在一个周期内离散后作为数据表，调制时通过 查表法实现。 辽宁科技大学本科生毕业设计（论文 ） 第 14 页 3 变频系统死区效应分析及其补偿 3． 1 死区效应原理 在具体实现 PWM 控制方案时，其应用效果往往不如预期的那么 理想，重要原因之一是 PWM 逆变器主电路中的功率 开 关元件本身不是理想开关。 为了防止同一桥臂 的两个功率开关器件发 生 直通，必须在其驱动信号中设置一段死区时间。 死区时间的引入使得逆变器主电路不能精确再现由 PWM 波形发生器所产生的理想 PWM 波形．影响了PWM 方案的应用效果，所有这些影响统称为死区效 应。 死区效应是影响逆变器电压和电流输出的重要非线性因素，会使得低速轻载 时的电压及电流发生严重畸变，引起转矩脉动和谐波。 死区时间的设置方式有两种： (1)单边不对称设置 欲关断的功率管与理想波形同时关断，欲开通 的功率管延迟 TD 后开通。 (2)双边对称设置 欲关断的功率管比理想波形提前 TD/2 关断，欲开通的功率管比理想波形延迟 TD/2 开通。 3． 2 死区效应对 PWM 变压变频器的影响 3． 2． 1 死区对输出电压基波的影响 为了讨论死区对变压变频器输出电压的影响， 设定偏差电压为 UEF，它与每个周期高为 sU 的矩形电压脉冲相等效。 1ef d sT NU = T U22 可得： dsef 1T U NU=T () 其中： 1T ： 变压变频器输出电压基波周期 ； N： 载波比 ； dT ： 死区时间。 辽宁科技大学本科生毕业设计（论文 ） 第 15 页 根据傅氏级数分析可得偏差电压以，的基波分 量幅值为： dse f. 1 e f 12 2 T U N22U = U = T  () 上式表明，在一定的直流侧电压与变压变频其 输出频率下，偏差电压基波值与死区时间 和载波比 N 的乘积成正比。 而这两个量与变压变频器所采 用的开关器件有关。 以 BJT 和 IGBT 为例，前者的死区时间大约是后者的 3～ 4 倍，但前者的载波比却仅为后者的 ～ ，因此后者的死 区 相对较大，偏差电压的基波值也大一些。 由前面的分析已知，死区所产生的偏差电压 Uｅ ｆ 始终与变压变频器输出电流相反。 当功率因数角为妒时，理想基波为：   1 1= A sin。