20xx年本科毕业设计：基于matlab的ofdm系统仿真及分析

20xx年本科毕业设计：基于matlab的ofdm系统仿真及分析内容摘要：

缀的长度大于信道的冲激响应 ,信道间仍是正交的。 符号周期由 T增加至 T′= T +ΔT,Δ T是保护时隙 ,增加保护时隙会降低频谱利用率 , 所以 ΔT一般小于等于 T/4。 为了清楚的说明循环前缀抗符号间干扰 (ISI)和载波间干扰 (ICI)影响，本文将通过图 和图 进行详细说明。 图 是无循环前缀时产生符号问干扰和载波间干扰韵示意图。 从 图中可以看到， OFDM 两个子载波都采用了 BPSK调制，即在符号边界处，载波相位可能产生 180 度的跳变。 (1)从图 (a)可以看出，在理想的高斯信道条件下，可以保证在 FFT 运算时间内，不会发生信号相位的跳变，因此 OFDM 接收机接收到的信号仅是多个单纯连续的正弦波的叠加，这种叠加不会破坏子载波之间的正交性。 (2) 从图 (b)可以看出，在多径信道下，会产生信号的延迟。 在图中载波 2 的延迟信号会在 FFT 的运算时间内产生相位的跳变，破坏了子载波的正 14 交性，从而在接收机中会对载波 2 的解调造成符号间的干 扰。 图 无循环前缀时产生符号间干扰和载波间干扰示意图 (3) 从图 (c)可以看出，载波 2 的延迟信号会在 FFT 的运算时间内产相位的跳变，破坏了子载波的正交性，从而在接收机中会对载波 1 的解调造成载波间的干扰。 图 是有循环前缀时 ， OFDM 信号抗符号间干扰和载波间干扰的示意图，其中 OFDM 两个子载波也采用了 BPSK 调制。 图中 CP 代表循环前缀的位置。 (1) 从图 (a)可以看出，在理想的高斯信道条件下，在 FFT 的运算长度内，不会发生信号相位跳变，相位跳变仅发生在循环前缀的位置内，在接收端进行 FFT 之前会将其去掉，因此 OFDM 接收机接收到的信号也仅是多个单纯连续的正弦波的叠加，这种叠加不会破坏子载波之间的正交性。 (2) 从图 (b)可以看出，在多径信道下，会产生信号的延迟。 在图中，载波 2 的延迟信号会在循环前缀内产生相位的跳变，但在 FFT 的运算时间内没有跳变，保持了子载 波的正交性，从而在接收机中不会对载波 2 的解调造成干扰， 15 这就是循环前缀抗符号间干扰的体现。 (3) 从图 (c)可以看出，载波 2 的延迟信号会在循环前缀内产生相位的跳变，但在 FFT 的运算时间内没有跳变，保持了子载波的正交性，从而在接收机中不会对载波 1 的 解调造成干扰，这就是循环前缀抗载波间干扰的体现。 图 和图 是 OFDM 符号仅仅存在两个子载波对的情况，实际的OFDM 接收机接收到的是多个子载波和这些子 载波不同延迟的信号的叠加，是较为 杂的。 图 循环前缀抗符号间干扰和载波间干扰示意图 通过仿真可以直观的说明时延超过循环前缀对 OFDM 系统造成的影响。 仿真 的 OFDM 系统有 1024 个子载波，循环前缀长度是其 1/4，信道为高斯信道且无噪声影响。 图 (a)和图 (b)给出接收到的 OFDM 频谱结构 ,图 给出的 OFDM 信号采用 QPSK 调制，不考虑频偏和定时等因素，只经过 信道估计条件下．时延对循环前缀的影响。 图 第一个图 表示时延 没 有超过保护间隔时，星座点 没 有畸变；图 第二个图 表示的是时延超过循环前缀长度的 2％ 时，这时载波间干扰仍然较小，星座点较为清晰，约有 16 个错误比特。 16 0 100 200 300 400 500 600 700 800 900 1000 0 . 500 . 511 . 5MagnitudeF F T B i nO F D M R e c e i v e S p e c t r u m , M a g n i t u d e 图 (a)接收到的 OFDM 幅度谱 OFDM 加入循环前缀后，显然会带来功率和信息速率的损失，其中功率 损失定义为： g10 lg +1TvT  () 从 上式可以看到，当循环前缀占到 20％ 时，功率损失不到 ldB， 带来的信息速率损失达 20%。 但是插入循环前缀可以消除符号间干扰和多径所造成的载波间干扰的影响，因此这个代价是值得的。 17 0 100 200 300 400 500 600 700 800 900 1000 2 0 0 1 5 0 1 0 0 5 0050100150200Phase (degrees)F F T B i nO F D M R e c e i v e S p e c t r u m , P h a s e 图 (b)接收到的 OFDM 信号相位谱 图 时延扩展超过循环前缀对星座点的影响仿真图 OFDM 系统的峰值平均功率比 OFDM 系统一个主要缺点就是峰均功率比过高。 OFDM 符号是由多个独立的经过调制的子载波信号相加而成的，这样合成信号有可能产生比较大的峰值功 18 率， 由此带来较大的峰值平均功率比，简称峰均 Hfi(PAR)。 与单载波系统相比，OFDM 发射机的输出信号的瞬时值会有较大的波动。 这要求系统内的一些部件，例如功率放大器、 A/D、 D/A 转换器等具有很大的线性动态范围。 而反过来，这些部件的非线性也会对动态范围较大的信号产生非线性失真，所产生的谐波造成信道间的相互十扰，从而影响 OFDM 系统的性能。 定义峰均比如下：     22m a x10 lg E nnxPAR dBx () 其中， nx 表示经过 IFFT 运算之后的 OFDM 信号： 101 N nkn k Nkx X WN   （ ） 对 OFDM 系统来说，当 N 个子信号都以相同的相位求和时，所得到信号的峰值功率在极限情况下是平均功率的 N 倍，因而基带信号的峰均比为NPRP lg10 ，例如 N=1024 的情况中， PAR=。 当然 OFDM 系统内的峰均比通常不会达到 这一数值。 实际的 OFDM 传输系统中，峰均比抑制是制约OFDM 技术应用的一个主要瓶颈。 抑制峰均比的技术主要包括信号预畸变技术、编码技术和非预畸变技术等。 信道估计概述 无线通信系统的性能受到无线信道的制约。 无线信道的特性如 前面 所介绍，发射机和接收机之间的传播路径非常复杂，从简单的视距传播到遭受各种复杂的地貌如建筑物、山脉和森林等影响的传播。 此外，无线信道不像有线信道那样固定并可预见，而且无线信道具有很大的随机性，这导致接收信号的幅度、相位和频率失真，难以进行分析。 这些问题对接收机的设 计提出了很大的挑战，因此在接收机中，信道估计器是一个很重要的部分。 OFDM系统中，信道估计器的设计主要有两个问题：一是导频信息的选择，因为无线信道的时变特性，需要接收机不断对信道进行跟踪，所以导频信息必须不断的传送；二是既有较低的复杂度又有良好的导频跟踪能力的信道估计器设计，在确定导频发送方式和信道估计准则 19 条件下，寻找最 佳的信道估计器结构。 信道估计从大的角度可以分为非盲估计和盲估计以及在此基础上产生的半盲估计。 非盲估计是指在估计阶段首先利用导频来获得导频位置的信道信息，然后为获得整个数据传输阶段的信道信息 做好准备，它的 一 个好处是应用广泛，几乎可以用于所有的无线通信系统。 同时，它的缺点也显而易见，导频信息占用了信息比特，降低了信道传输的有效性，也浪费了带宽。 盲估计是指不使用导频信息，通过使用相应信息处理技术获得信道的估计值，这与传统的非盲信道估计技术相比，盲信道估计技术使系统的传输效率大大提高，但是由于盲信道估计算法运算量较大，收敛速度较慢，灵活性比较差，阻碍了它在实际系统中的应用。 因此出现了半盲信道估计，它在数据传输效率和收敛速度之间做一个折中，采用较少的训练序列来获得信道的信息。 基于 OFDM的新一代无线通 信系统中，由于传输速率较高，需要使用相干检测技术获得较高的性能，因此通常使用非盲估计获得较好的估计效果，这样可以更好的跟踪无线信道的变化，提高接收机性能。 本文所研究的信道估计方法也是基于导频的信道估计。 基于导频的信道估计方法 基于导频信道的方法是在系统中设置专用导频信道来发送导频信号。 由于OFDM系统具有时频二维结构，所以采用导频符号辅助信道估计更加灵活。 所谓的基于导频符号的信道估计是指在发送端的信号中的某些位置插入接收端己知的符号或序列，接收端利用这些信号或序列受传输信道衰落影响的程度，再根据某些算法来估计信道的衰落性能，当然也可以用 MMSE和 LS算法，这一技术叫作导频信号辅助 (PSAM)。 在各种衰落估计技术， PSAM是一种有效的技术，在单载波系统中，导频符号或序列只能在时间方向上插入，在接收端提取导频信号估计信道的冲击响应。 但是在多载波系统中，导频信号可以在时间和频率两个方向上插入，在接收端可提取导频信号估计信道的传递函数。 只要导频信号在时间和频率方向上间隔对于信道带宽足够少，就可以采用二维内插滤波的方法来估计传递函数，当然也可以采用分离的一维估计。 OFDM系统中常用的导频信号分布方法有导频 信号块状分布、梳状分布和星状分布三种。 考虑到实现的复杂度，信道估计准则选用 LS估计准则。 20 信道的插值方法 插值方法有常值内插、线性内插 和 DFT插值，常值内插一般用在块状导频结构中，是比较简单的插值方法， 本文接下来就来讨论 LS算法下不同插值方式下对信道的估计； 首先 线性内插是最简单也是最传统的内插方法之一，它利用两个导频信号来进行内插估计。 时间方向的线性内插的公式为： kmkHnmkHnnmkHlkHpPTppTT),1,(),()1(),(),( () 其中 10  Tn , TT mlm  )1(。 同理，可以得到频率方向的一阶线性内插的公式为： klpHqlpHqlqpHlkHTPpTppp),1(),()1(),(),( () 其中 10  pq , pp pkp  )1(。 其次是 DFT插值 ， 由于信道冲击响应与信道传输函数是傅氏变换对，内插可以利用 DFT的性质。 但是 DFT插值一般用在基于梳状导频的结构中 设信道冲击向为)0([hh ， )1(h ，… )1( Lh ， 0， 0… 0 1]N。 信道的传输函数为：      10 210 2 )(1)(1)( Ln mnNjNn mnNj enhNenhNmH 1,......1,0  Nm () 取整数 LM ，且 N是 M的整数倍，对信道传输函数在频．率方向以 N/M为 间隔进行抽取，得到其中 的元素是 ： PnNjNnnMNPNjNn enhNenhNMNpH   210210 )(1)(1)( 21  102)(1 MnpnMjenhN 1,.....1,0  Mp () 可以看出，由频率轴的 M个抽样值可以恢复信道冲击响应。 再进行 N点的 DFT就可以得到所有子信道的传输函数值。 至于常值插入比较简单就不再赘述。 仿真结果及分析 基于 LS算法的以上三种方法的信道估计 matlab仿真如下 图 ,由图可以看出同一信噪比下 DFT最为理想，线性内插效果 最差，而常值内插介于他俩之间，但在要求同一 REB的情况下 DFT要求更大信噪比。 所以在大信噪比下还是选择 DFT更为理想，如果是在要求小的误码率且在小的信噪比下常值内插是一种比较简单而且效果较理想的内插恢复方法。 0 5 10 15 20 25 30 35 40103102101100BER信噪比 / d BD FT线性内插常值内插 图 22 结 论 本文针对目前的研究热点 OFDM技术进行计算机仿真研究 ,在 OFDM仿真模型的基础上用 MATLAB语言编写出 OFDM发送、信道及接收整个系统 上的仿真图形 ,在系统仿真正确的前提下 ,对在 OFDM信道上加上窗函数前后以及加上循环前缀后， 采用不同的内插方 法 接收信号的改善程度进行了研究，得出预想的结果。 23 致 谢。