微带带通滤波器的设计和实现电子信息工程毕业设计论文

微带带通滤波器的设计和实现电子信息工程毕业设计论文内容摘要：

特性曲线 数学表示式如（ 21） :   naL239。 139。 39。 1lg10 dB (21) （ 21）中 满足关系式（ 22）：   ArL1lg10  (22) N对应于电路所需级数。 中国地质大学 （武汉） 学士学位论文 6 特点： 39。  = 0处 (2n1)阶的导数 =0 ,1 定义为衰减 3dB的频带边缘点 (2) 切比雪夫低通滤波器特性曲线（如图 23所示）： 图 23切比雪夫低通滤波器特性曲线 数学表示式如（ 23）、（ 24）：  39。 139。 39。 139。 1239。 c o sc o s1lg10   nLA (23)  39。 139。 39。 139。 1239。 c o s hc o s h1lg10  nLA (24) (23),(24)中 满足关系式 (25)：   ArL1lg10  (25) n仍旧是电路里电抗元件的数目。 特点：带内衰减呈波纹特性 ArL 定义为等波纹频带的边缘频率。 最大平坦衰减特性曲线与切比雪夫特性曲线比较可以看出： 若通带内允许的衰减量 ArL 和电抗元件的数目 n为一定，则切比雪夫滤波器的截止速率更快 [8]。 因为其截止陡削，所以常常宁可选择切比雪夫特性曲 线而不取其他的特性曲线。 假如滤波器中的电抗元件的损耗较大，那么无论那种滤波器的通带响应的形状与无耗时的比较，都将发生变化，而在切比雪夫滤波器中这种影响尤其严重。 理论证明了最大平坦滤波器的延迟畸变要比切比雪夫滤波器小。 中国地质大学 （武汉） 学士学位论文 7 167。 原型滤波器的元件值的归一化及其计算 目的：提高设计通用性 归一化定义： 0g = 39。 0R = 1或 0g = 39。 0G = 1 39。 1 = 1 对于两端带有电阻终端的最大平坦滤波器，给定 ArL = 3dB、 0g = 1 和 39。 1 = 1，则其原型元件值可以按下式计算：     nkg A 2 12sin2 , k=1,2,„ ,n (26) 0g = 11ng 对于两端具有电阻终端的切比雪夫滤波器，当其通带波纹为 dBLAr 、 0g = 1和 39。 1 = 1，它的原型元件值可按以下各式计算：  hln ArL (27)  n2sinh  (28)     nka k 2 12sin , k=1,2,„ ,n (29)  nkbk  sin2, k=1,2,„ ,n (210) 11 2ag  (211) 1114kkkkk gb aag , k=2,3,„ n (212) 中国地质大学 （武汉） 学士学位论文 8 当 n为奇数时， 11 ng (213) 当 n为偶数时，  4c ot h 21 ng (214) 167。 微带线 微带线是位于接地层上由电介质隔开的印制导线，它是一根带状导 (信号线 ) [9] ，与地平面之间用一种电介质隔离开。 印制导线的厚度、宽度、印制导线与地 层的距离以及电介质的介电常数决定了微带线的特性阻抗。 如果线的厚度、宽度以及与地平面之间的距离是可控制的，则它的特性阻抗也是可以控制的 [10]。 单位长度微带线的传输延迟时间，仅仅取决于介电常数而与线的宽度或间隔无关带状线是介于两个接地层之间的印制导线，它是一条置于两层导电平面之间的电介质中间的铜带线。 它的特性阻抗和印制导线的宽度、厚度、电介质的介电常数以及两个接层的距离有关 [11]。 如果线的厚度和宽度、介质的介电常数以及两层导电平面间的距离是可控的，那么线的特性阻抗也是可控的。 微带线特性阻抗如式 (31)和模型（如图 31所示）：   tw hZ r  (215) 图 24 表层微带线模型 其中 Z0是微带线的特性阻抗 ,w是微带线宽度， t是微带线厚度， h是电介质厚度，  r是硬质电路板的相对介电常数 [12]。 与金属波导相比， 微带线 体积小、重量轻、使用频带宽、可靠性高和制造成本低等；但损耗稍大，功率容量小。 60年代前期，由于微波低损耗介质材料和微波半导体器件的发展，形成了微波集成电路 ，使微带线得到广泛应用，相继出现了各种类型的微带线。 一般用薄膜工艺制造 [13]。 介质基片选用介电常数高、微波损耗低的材料。 导体应具有导电率高、稳定性好、与基片的粘附性强等特点。 中国地质大学 （武汉） 学士学位论文 9 第 3章 带通 滤波器的重要 指标 及优化原则 在设计带通滤波器时，设计过程中的重要参数为奇模和偶模阻抗，这两个参数决定了微带线的尺寸，进一步决定了滤波器的特性；体现滤波器特性的参数为 S参数，优化时的对象即 S12，优化时改变的参数为微带线的尺寸，尺寸改变了 S 参数就变化了。 波形的仿真及优化都是在 ADS 软件中进行的。 167。 奇模和偶模特征阻抗 当多根传输线相互之间靠得很近的时候 ,传输线之间的电场和磁场将互相交互作用的更为复杂 ,传输在线的信号切换 (switching)状态决定了以何种模式的传输 ,这种相互作用的重要性在于会改变传输线有效的特性阻抗和传输速率 [14] ,特别是当很多非常靠近的传输线同时切换 ,这种现象尤为严重 ,它会使总线出现特性阻抗和延迟时间产生变化 ,从而影响总线的传输效能 .因此 ,在系统设计中必须考虑到这些方面的影响。 当两根耦合的传输线相互之间的驱动信号振幅大小相同但相位相差 180 度的时候 ,就是一个奇模传输的模型。 此情况下 ,传输线的等效电容增大 ,但是等效电感变小。 当两根耦合的传输线相互之间的驱动信号振幅大小相同且相位也相同时 ,就是一个偶模传输的模型。 此情况下 ,传输线的等效电容减小 ,但是等效电感增大。 奇模和偶模传输模型如下图所示： 图 31 奇模和偶模模型图 可以将平行耦合微带线视为偶模激励和奇模激励的叠加，偶模和奇模有不同的特性阻抗，偶模的特性阻抗为 Z0e,奇模特性阻抗为 关。 中国地质大学 （武汉） 学士学位论文 10 167。 S 参数 网络理论是一种非常普遍的处理问题的方法，它把系统用一个由若干端口对外 的未知网络表示。 微波网络理论是微波工程强有力的工具，主要研究微波网络各端口的物理量之间的关系，实际的微波 /射频滤波器也是用网络分析仪进行测量。 微波网络分为线性与非线性，有源与无源，有耗与无耗，互易与非互易。 双口元件 [15]是在微波工程中应用最多的一种元件，主要有滤波器、移相器、衰减器等。 与单口元件相似，双口元件一般采用网络理论进行分析，但是，值得指出的是元件的网络参数本身还是需要用场论方法求得，或者实际测量得到，从这个意义上讲，场论是问题的内部本质，而网络则是问题的外部特性。 几乎所有的微波元件都可以由一 个网络来代替，并且可以用网络端口参考面上的变量来描述其特性（在传输线上端口所在的位置，与能流方向垂直的横截面通常称为 “ 参考面 ” ）。 选择参考面的原则是在该参考面以外的传输线上只传输主模。 微波网络有不同的网络参量：阻抗参量 Z、导纳参量 Y 和 A参量反映的是参考面上电压与电流的关系；散射参量 S、传输参量 T反映的是参考面上归一化入射波电压和归一化反射波电压之间的关系。 在微波频率下，阻抗参量 Z、导纳参量 Y和 A参量不能直接测量，所以引入散射参量 S和传输参量 T。 利用 S参 量 ，射频电路设计者可以在避开不现实的终端条件以及避免造 成待测器件损坏的前提下，用两端口网络的分析方法来确定几乎所有射频器件的特征，故 S参量是微波网络中应用最多的一种主要参量。 图 32 二端口网络示意图 S 参量是根据某端口上接匹配负载的情况下所得到的归一化波来定义的。 设 an表示第n个端口的归一化入射波电压， bn表示第 n个端口的反射波归一化电压。 所谓归一化波，就是各端口的波用其对应端口的参考阻抗进行归一化后得到的波，它们与同端口的电压的关系为 n ZUa  （ 31） 二端口网络 [S] U1 U2 a1 a2 b2 b1 I2 1 端口 2 端口 I1 中国地质大学 （武汉） 学士学位论文 11 n ZUb 。