pwm控制直流调速系统毕业设计

pwm控制直流调速系统毕业设计内容摘要：

谐波少，电机损耗及发热都较小。 3） 低速性能好，稳速精度高，调速范围广，可达到 1： 10000 左右。 4） 如果可以与快速响应的电动机配合，则系统频带宽，动态响应快，动态抗扰能力强。 5） 功率开关器件工作在开关状态，导通损耗小，当开关频率适当时，开关损耗也不大，因而装 置效率较高。 6） 直流电源采用不可控整流时，电网 功率因数比相控整流器高。 变频调速很快为广大电动机用户所接受，成为了一种最受欢迎的调速方法，在一些中小容量的动态高性能系统中更是已经完全取代了其他调速方式。 由此可见，变频调速是非常值得自动化工作者去研究的。 在变频调速方式中， PWM 调速方式尤为大家所重视，这是我们选取它作为研究对象的重要原因。 选择 IGBT 的 H 桥型主电路 的理由 IGBT 的优点： 1） IGBT 的开关速度高，开关损耗小。 2） 在相同电压和电流定额的情况下， IGBT 的安全工作区比 GTR 大，而且具有耐脉冲电流冲击的能力。 3） IGBT 的通态压降比 VDMOSFET 低，特别是在电流较大的区域。 4） IGBT 的输入阻抗高，其输入特性与电力 MOSFET 类似。 5） 与电力 MOSFET 和 GTR 相比， IGBT 的耐压和通流能力还可以进一步提高，同时可 保持开关频率高的特点。 在众多 PWM 变换器实现方法中，又以 H 型 PWM 变换器更为多见。 这种电路具备电流连续、电动机四象限运行、无摩擦死区、低速平稳性好等优点。 本次设计以 H 型PWM 直流控制器为主要研究对象。 采用转速电流双闭环的理由 同开环控制系统相比，闭环控制具有一系列优点。 在反馈控制系统中，不管出于什么原因（外部扰动或系统内部变化），只要被控制量偏离规定值，就会产生相应的控制作用去消除偏差。 因此，它具有抑制干扰的能力，对元件特性变化不敏感，并能改善系统的响应特性。 由于闭环系统的这些优点因此选用闭环系统。 单闭环速度反馈调速系统，采用 PI 控制器时，可以保证系 统稳态速度误差为零。 但是如果对系统的动态性能要求较高，如果要求快速起制动，突加负载动态速降小等，单闭环系统就难以满足要求。 这主要是因为在单闭环系统中不能完全按照要求来控制动态过程的电流或转矩。 另外，单闭环调速系统的动态抗干扰性较差，当电网电压波动时，必须待转速发生变化后，调节作用才能产生，因此动态误差较大。 在要求较高的调速系统中，一般有两个基本要求：一是能够快速启动制动；二是能够快速克服负载、电网等干扰。 通过分析发现，如果要求快速起动，必须使直流电动机在起动过程中输出最大的恒定允许电磁转矩，即最大的恒定允 许电枢电流，当电枢电流保持最大允许值时，电动机以恒加速度升速至给定转速，然后电枢电流立即降至负载电流值。 如果要求快速克服电网的干扰，必须对电枢电流进行调节。 以上两点都涉及电枢电流的控制，所以自然考虑到将电枢电流也作为被控量，组成转速、电流双闭环调速系统。 第 2 章 PWM 控制直流调速系统主电路设计 主电路结构设计 PWM 变换器介绍 脉宽调速系统的主要电路采用脉宽调制式变换器，简称 PWM 变换器。 PWM 变换器有不可逆和可逆两类，可逆变换器又有双极式、单极式和受限单极式 等多种电路。 下面分别对各种形式的 PWM 变换器 做一下简单的介绍和分析。 不可逆 PWM 变换器分为无制动作用和有制动作用两种。 图 21（ a）所示为无制动作用的简单不可逆 PWM 变换器主电路原理图，其开关器件采用全控型的电力电子器件。 电源电压 sU 一般由交流电网经不可控整流电路提供。 电容 C 的作用是滤波，二极管 VD 在电力晶体管 VT 关断时为电动机电枢回路提供释放电储能的续流回路。 图 21 简单的不可逆 PWM 变换器电路 （ a）原理图 （ b）电压和 电流波型 电力晶体管 VT 的基极由频率为 f，其脉冲宽度可调的脉冲电压 bU 驱动。 在一个开关周期 T内，当 错误 !未指定书签。 ontt0 时， bU 为正， VT 饱和导通，电源电压通过 VT 加到电动机电枢两端；当 Ttton  时， bU 为负， VT 截止，电枢失去电源，经二极管 VD 续流。 电动机电枢两端的平均电压为ssond UUTtU  式中 ，TtUU ond  5—— PWM 电压的占空比，又称负载电压系数。  的变化 范围在 0～ 1之间，改变，  即可以实现对电动机转速的调节。 图 21（ b）绘出了稳态时电动机电枢的脉冲端电压 du 、平均电压 du 和电枢电流 di 的波型。 由图可见，电流是 di 脉动的，其平均值等于负载电流 mLdl CTI / （ LT —— 负载转矩， mC —— 直流电动机在额定磁通下的转矩电流比）。 由于 VT 在一个周期内具有开关两种状态，电路电压平衡方程式也分为两阶段，即 在 ontt0 期间 EdtdiLRiU dd 5 在 Ttton  期间 EdtdiLRi dd 0 式中， R， L—— 电动机电枢回路的总电阻和总电感； E—— 电动机的反电动势。 PWM 调速系统的开关频率都较高，至少是 1～ 4kHz，因此电流的脉动幅值不会很大，再影响到转速 n 和反电动势 E 的波动就更小，在分析时可以忽略不计，视 n和 E 为恒值。 这种简单不可逆 PWM 电路中电动机的电枢电流 Di 不能反向，因此系统没有制动作用，只能做单向限运行，这种电路又称为 “ 受限式 ” 不可逆 PWM 电路。 这种 PWM 调速系 统，空载或轻载下可能出现电流断续现象，系统的静、动态性能均差。 图 22（ a）所示为具有制动作用的不可逆 PWM 变换电路，该电路设置了两个电力晶体管 VT1 和 VT2，形成两者交替开关的电路，提供了反向电流的 di 通路。 这种电路组成的 PWM 调速系统可在第 I、 II 两个象限中运行。 VT1 和 VT2 的基极驱动信号电压大小相等，极性相反，即 2bb UU 。 当电动机工作在电动状态时，在一个周期内平均电流就为正值，电流 di 分为两段变化。 在 ontt0 期间， 1bU 为正， VT1 饱和导通； 2bU 为负， VT2 截止。 此时，电源电压 5U 加到电动机电枢两端，电流 di 沿图中的回路１流通。 在 Ttton  期间， 1bU 和 2bU 改变极性， VT1 截止，原方向的电流 di 沿回路 2经二极管 VD2 续流，在 VD2 两端产生的压降给 VT2 施加反压，使 VT2 不可能导通。 因此，电动机工作在电动状态时，一般情况下实际上是电力晶体管 VT1 和续流二极管 VD2 交替导通，而 VT2 则始终不导通，其电压、电流波型如图 22（ b）所示，与图 21 没有 VT2 的情况完全一样。 如果电动机在电动运行中要降低转速，可将控制电压减小，使 1bU 的正脉冲变窄，负脉冲变宽，从而使 电动机电枢两端的平均电压 dU 降低。 但是由于惯性，电动机 的转速 n 和反电动势 E 来不及立刻变化，因而出现 EUd 的情况。 这时电力晶体管 VT2能在电动机制动中起作用。 在 Ttton  期间， VT2 在正的 2bU 和反电动势 E的作用下饱和导通，由 E－ dU 产生的反向电流 di 沿回路 3 通过 VT2 流 通，产生能耗制动，一部分能量消耗在回路电阻上，一部分转化为磁场能存储在回路电感中，直到 t=T 为止。 在onttT  （也就是 ontt0 ）期间，因 2bU 变负， VT2 截止， di 只能沿回路 4 经二极管 VD1 续流，对电源回馈制动，同时在 VD1 上产生的压降使 VT1 承受反压而不能导通。 在整个制动状态中， VT2 和 VD1 轮流导通， VT1 始终截止，此时电动机处于发电状态，电压和电流 波型图 22（ c）。 反向电流的制动作用使电动机转速下降，直到新的稳态。 图 22 具有制动作用的不可逆 PWM 变换电路 这种电路构成的调速系统还存在一种特殊情况，即在电动机的轻载电动状态中，负载电流很小，在 VT1 关断后（即 Ttton  期间）沿回路 2 径 VD2 的续流电流 di 很快衰减到零，如在图 22（ d）中的 Tton~ 期间的 2t 时刻。 这时 VD2 两端的压降 也降为零，而此时由于 2bU 为正，使 VT2 得以导通，反电动势 E 经 VT2 沿回路 3 流过反向电流 di ，产生局部时间的能耗制动作用。 到了 ontt0 期间， VT2 关断， di 又沿回路 4经 VD1 续流，到 4tt 时 di 衰减到零， VT1 在 1bU 作用下因不 存在而反压而导通，电枢电流再次改变方向为 di 沿回路１经 VT1 流通。 在一个开关周期内， VT VD VT VD1四个电力电子开关器件轮流导通，其电流波形示图 22（ d）。 综上所述，具有制动作用的不可逆 PWM 变换器构成的调速系统，电动机电枢回路中的电流始终是连续的；而且，由于电流可以反向，系统可以实现二象限运行，有较好的静、动态性能。 由具有制动作用的不可逆 PWM 变换器构成的直流调速系统，电动机有两种运行状态，在电动状态下，依靠电力晶体管 VT1 的开 和关两种状态，在发电制动状态下则依靠 VT2 的开和关两种状态。 两种工作状态下电路电压平衡方程式都分为两个阶段，情况同简单的不可逆的 PWM 变换器电路相同，即在 ontt0 期间为式EdtdiLRiU dd 5 ，在 Ttton  期间为式 EdtdiLRi dd 0 ，只不过两种状态下电流的方向相反，即在制动状态时为 di。 可逆 PWM 变换器主电路的结构形式有 T 型和 H 型两种，其 基本电路如图 23所示，图中（ a）为 T 型 PWM 变换器电路，（ b）为 H 型 PWM 变换器电路。 图 23 可逆 PWM变换器电路 （ a） T 型 （ b） H 型 T 型电路由两个可控电力电子器件和与两个续流二极管组成，所用元件少，线路简 单，构成系统时便于引出反馈，适用于作为电压低于 50V 的电动机的可控电压源；但是T 型电路需要正负对称的双极性直流电源，电路中的电力电子器件要求承受两倍的电源电压，在相同的直流电源电压下，其输出电压的幅值为 H 型电路 的一半。 H 型电路是实际上广泛应用的可逆 PWM 变换器电路，它由四个可控电力电子器件（以下以电力晶体管为例）和四个续流二极管组成的桥式电路，这种电路只需要单极性电源，所需电力电子器件的耐压相对较低，但是构成调速系统的电动机电枢两端浮地。 H 型变换器电路在控制方式上分为双极式、单极式和受限单极式三种。 （ 1）双极式可逆 PWM 变换器 ： 双极式可逆 PWM 变换器的主电路如图 23（ b）所示。 四个电力晶体管分为两组， VT1 和 VT4 为一组， VT2 和 VT3 为一组。 同一组中两个电力晶体管的基极驱动电压波 形相同，即 41 bb UU  ， VT1 和 VT4 同时导通和关断； 32 bb UU  ， VT2 和 VT3 同时导通和关断。 而且 1bU ， 4bU 和 2bU ， 3bU 相位相反，在一个开关周期内 VT1， VT4 和VT2， VT3 两组晶体管交替地导通和关断，变换器输出电压 ABU 在一个周 期内有正负极性变化，这是双极式 PWM 变换器的特征，也是 “ 双极性 ” 名称的由来。 由于电压 ABU 极性的变化，使得电枢回路电流的变化存在两种情况，其电压、电流波形如图 24所示。 图 24 双极式 PWM 变换器电压和电流波形 （ a）电动机负载较重时 （ b）电动机负载较轻时 如果电动机的负载较重，平均负载电流较大，在 ontt0 时， 1bU 和 4bU 为正， VT1和 VT4 饱和导通；而 2bU 和 3bU 为负， VT2 和 VT3 截止。 这时， 5U 加在电枢 AB 两端， 5UUAB ，电枢电流沿 di 回路１流通（见图 24（ b）），电动机处于电动状态。 在 Ttton 时， 1bU 和 4bU 为负， VT1 和 VT4 截止； 2bU 和 3bU 为正，在电枢电感释放储能的作用下，电枢电流经二极管 VD2 和 VD3 续流，在 VD2 和 VD3 上的正向压降使 VT2 和 VT3 的ce 极承受反压而不能导通， 5UUAB  ，电枢电流 di 沿回路 2 流通，电动机仍处于电动状态。 有关参量波形图示于图 24（ a）。 如果电动机负载较轻，平均电流小，在续流阶段电流很快 衰减到零，即当 2tt时， 0di。 于是在 Ttt 2 时， VT2 和 VT3 的 ce极两端失去反压，并在负的电源电压（ 5U ）和电动机反电动势 E的共同作用下导通，电枢电流 di 反向，沿回路 3 流通，电动机处于反接制动状态。 在 1ttT  （ 10 tt ）时， 2bU 和 3bU 变负， VT2 和 VT3截止，因电枢电感的作用，电流经 VD1 和 VD4 续流，使 VT1 和 VT4 的 ce极承受反压，虽然 1bU 和 2bU 为正， VT1 和 VT4 也不能导通，电流沿回路 4流通，电动机工作在制动状态。 当 onttt 1 时， VT1 和 VT4 才导通，电流又沿回路 1流通。 有关参量的波形示于图 24（ b）。 这样看来，双极式 可逆 PWM 变换器与具有制动作用的不可逆 PWM 变换器的电流波形差不多，主要区别在于电压波形；前者，无论负载是轻还是重，加在电动机电枢两端的电压都在 5U 和 5U 之间变换；后者的电压只在 5U 和 0 之间变换。 这里并未反映出 “ 可逆 ” 的作用。 实现电动机制可逆运行，由正、负驱动电压的脉冲宽窄而定。 当正脉冲较宽时， 2/Tton ，电枢两端的平均电压为正，在电动运行时电动 机正转；当正脉冲较窄时， 2/Tton ，平均电压为负，电动机反转。 如果正、负脉冲宽度相等，2/Tton ，平均电压为零，电动机停止运转。 因为双极式可逆 PWM 变换器电动机电枢两端的平均电压为 555 )12(])([1 UTtUtTUtTU ononond  若仍以 5/UUd 来定义 PWM 电压的占空比，则双极式 PWM 变换器的电压占空比为 125  TtUU ond。 改变。