大功率开关电源毕业设计论文

大功率开关电源毕业设计论文内容摘要：

所示，它主要由带多个次级绕组的变压器构成，每个次级绕组都提供一组相差 180176。 的方波脉冲，脉冲幅值由次级绕组的匝数决定。 而所有的次级绕组的脉宽都由接于次级主输出的负反馈控制电路决定。 在推挽式变换器中使用两个幅值相等、脉宽可调、相差 180176。 的脉冲驱动 Q1和 Q2 基极外，它的控制电路和其他电路原理一样。 西安工业大学毕业设计（论文） 11 导通时段，开关管的基极驱动必须足够大，已使在整个电流范围内，都能够把每个初级半绕组的底端电压拉到低到等于开关管饱和导通压降 Vea，约为 1V。 因此当每一个开关管导通时，都提供给对应初级半绕组幅值为（ Vdc— 1）的方波电压。 考虑到输出整流二极管的正向压降 Vd，整流二极管阴极的输出是一个导通时间为 Ton、幅值为 [(Vdc1)(Ns/Np)Vd]的平顶方波。 这里 Vd 是整流二极管的正向压降，对于传统的快速二极管其值为 1V，对于肖特基二极管（通常用于 Vm 为 5V 的大电流输出场合）其值为。 因为每个半周期都有一个占空比为 Ton 的脉冲，所以整流二极管阴极输出脉冲的占空比为 2Ton/T。 图 中， LC 滤波器的输入波形是方波幅值不变且脉宽可调。 图 LC 滤波器的功能是提供一个值为方波平均值的直流输出，同时滤除方波中的纹波。 电容和电感的功能分析和计算过程与 buck 调整器完全一样。 如图 所示输出 Vm的直流或平均电压为   21 0 .5m o nm d cpNTVV   （ ） Vm 对应的主输出整流器波形如图。 如果将 Vm接入负反馈，如图 所示，以控制导通时间 Ton，则 Vm 将随着直流输入电压和输出负载电流的变化来调整输出，使 Vm保持不变。 尽管负载电流没有出现在式 中，但只要是负载电流改变导致的 Vm 变化 ，它都会被误差放大器所采样，然后通过控制导通时间 Ton 来纠正，使 Vm 保持不变。 只要 L1 不随负载电流减小进入不连续工作模式，导通时间 Ton 的变化就不大，其具体数值由式 根据不同的匝比 Nm/Np、 Vdc 和周期 T来确定。 从输出的整流二极管阴极电压由从绕组的匝数决定。 其方波宽度与主输出相同，为由主输出 Vm 的反馈环确定的 Ton。 因此从输出为   11 211S o nS d cpNTVV   （ ）   22 211S o nS d cpNTVV   （ ） 推挽式变 换器存在的问题及解决方法 当有从输出时，直到主输出电流降到额定值得 1/10，则直到主输出电流降到最小值，根据式。 在此范围内，从输出电压值将保持在177。 5%的范围内。 当主电感进入不连续状态时（电感电流低于最小电流值），Ton明显下降，从输出电压也随之明显下降。 不过，反馈环仍能保持主输出电压恒定。 西安工业大学毕业设计（论文） 12 同样，从输出在其输出电流范围内也不允许不连续运行。 如果他们的最小电流值选为额定值的 1/10，则可以根据 式计算从输出电感。 2 磁通不平衡 如图 铁芯材 料的磁滞回线 图 (Ferroxcube 3C8)的磁滞回线。 如果要磁通曲线保持在线性范围内，则在频率达到 30kHz 时，磁通变化范围须限制在177。 2020G 之间。 频率为 100～ 300kHz 时，由于磁心高频损耗的原因，磁通变化范围的峰值必须减至177。 1200G 或177。 800G 以下。 正常工作时，磁芯的磁通变化范围位于上图所示的 B1 和 B2之间。 工作在磁滞回线177。 2020G 以内的线性部分是合理的。 当 Q1 导通时，如图 所示， Np1 的异名端为正，磁心沿磁滞回线上升即从 B1向 B2 移动。 其上升的实 际值与 Np1 两端电压和 Q1导通时间的乘积成比例。 当 Q1关断 Q2 导通时， Np1 的同名端为正，磁心沿磁滞回线从 B2 往 B1 下降，其下降的实际值与 Np2 两端电压和 Q2 的导通时间成比例。 如果 Q1导通时 Np1 施加的伏秒数与 Q2 导通时 Np2施加的伏秒数相等，则一个周期后，磁心会从 B1 上升至 B2，正好又返回到 B1。 但只要伏秒数稍有不等，磁心就不能回到起点，并且若干周期后，磁心将偏离磁滞回线，进入饱和区。 饱和区的磁心不能承受电压，当相应的开关管再次导通时，开关管将承受很大的电压和电流，导致开关管损坏。 使导通时的置位伏 秒数与关断时的复位伏秒数不相等的因素很多。 即使 Q1 和 Q2的基极电压宽度相同，其集电极电压宽度也可能不完全相等。 对于通常的集成电路控制芯片，其产生的两组基极驱动脉冲电压基本相等。 西安工业大学毕业设计（论文） 13 如果 Q Q2 是双极型晶体管，则其存储时间会使集电极导通时间比基极脉冲的时间长。 存储时间为 ～ 6pts。 存储时间也受温度的影响，随温度上升而显著增加。 即使 Q Q2在相同温度下的存储时间恰好相同，如果 Q Q2 在散热器上相距较远，以致工作温度不同，其存储时间也可能相差很大。 另外，如果一个开关管导通的伏秒数略大于另一个， 就会使磁心略偏离平衡点而趋向饱和。 如果磁心磁通达到磁滞回线（如图 所示）的弯曲部分，则会使该开关管的电流比另一个开关管的电流大，并且在该半周期，磁心励磁电流将成为负载电流的主要部分。 于是流过较大电流的开关管会变得较热，使它的存储时间延长。 随着该开关管存储时间的延长，这半周期内作用于磁心的伏秒数会增加，流过的电流也会增加，该管的存储时间进一步延长。 这样，失控状态将很快出现，磁心饱和，开关管损坏。 如果 Ql、 Q2 是 MOSFET 管，则磁通不平衡问题兢远没有那么严重。 首先， MOSFET管没有存储时间，两组栅 极信号脉宽相等，两个开关管导通时间相等。 更重要的是，由于 MOSFET 管的导通压降随温度升高而增加，所以上述失控情况不会发生。 相反地， MOSFET 管导通压降随温升而增加的特性提供了负反馈作用，它有助于纠正磁通不平衡问题。 设伏秒数开始不平衡，则伏秒数较大的半周期内，由于磁心开始移向磁滞回线弯曲部分，流过对应开关管的电流就较大。 有较大电流的开关管，管温增加，导通压降也增大，但这将使对应初级半绕组上的电压降低。 从而降低该半周期的伏秒数，使流过该开关管的电流减小，恢复正常。 综上所诉，可以从平衡伏秒数 出发用以下几个方法减小磁通不平。 1. 增加初级绕组的电阻 2. 匹配功率开关管 3. 磁心加气隙 4. 使用 mosfet 功率开关管 5. 使用电流模式拓扑 由于综合考虑到技术、成本、实现的难易，本设计将采用使用 mosfet 功率开关管和电流模式控制以减小磁通的不平衡。 功率变压器主要参数设计 1. 变压器磁芯的选择 目前，高频开关电源变压器所用的磁芯材料一般有铁氧体、坡莫合金材料、非晶合金和超微晶材料。 这些材料中，坡莫合金价格最高，从降低电源产品的成本方面来考虑不宜采用。 非 晶合金和超微晶材料的饱和磁感应强度虽然高，但在假定的测试频率和整个磁通密度的测试范围内，它们呈现的铁损最高，因此，受到高功率密度和高效率的制约，它们也不宜采用。 虽然铁氧体材料的损耗比坡莫合金大些，饱和磁感应强度也比非晶合金和超微晶材料低，但铁氧体材料价格便宜，可以做成多种几何形状的铁芯。 对于大功率、低漏磁变压器设计，用 EE型铁氧体铁芯制成的变压器是最符合其要求的，而且 EE型铁芯很容易用铁氧体材料制作。 所以，综合来考虑，变西安工业大学毕业设计（论文） 14 换器的变压器磁芯选择功率铁氧体材料， EE型。 2. 工作磁感应强度的确定 工作 磁感应强度 Bm 是开关电源变压器设计中的一个重要指标，它与磁芯结构形式、材料性能、工作频率及输出功率的因素有关关。 若工作磁感应强度选择太低，则变压器体积重量增加，匝数增加，分布参数性能恶化；若工作磁感应强度选择过高，则变压器温升高，磁芯容易饱和，工作状态不稳定。 一般情况下，开关电源变压器的Bm值应选在比饱和磁通密度 Bs低一些，对于铁氧体材料，工作磁感应强度选取一般在 到 之间。 设计中，根据特定的工作频率、温升、工作环境等因素，把工作磁感应强度定在 T。 开关电源变 压器工作时对磁芯所需的功率容量即为变压器的计算功率，其大小取决于变压器的输出功率和整流电路的形式。 变换器输出电路为全波整流，因此  0 1 1 /tPP  （ ）  00 1 1 /UI   20 20 1 1 /     900w 式中： Pt 为变压器的计算功率，单位为 W Po 为变压器的输出功率，单位为 W 磁芯材料确定后，磁芯面积的乘积反映了变压器输出功率的能力。 其磁芯面积为 p c mA A A （ ） 或 1 .1 64104tpm w jPAB fK K 178。 439 0 0 1 0 3 . 2 74 0 . 2 3 8 1 0 0 . 2 5 3 4pA c m     式中： Ap 为磁芯截面积乘积，单位为 cm4； 西安工业大学毕业设计（论文） 15 Ac 为磁芯截面积，单位为 cm2； Am 为磁芯窗口截面积，单位为 cm2； Bm 为磁芯工作磁感应强度，单位为 T； Kw 为窗口占空系数取 ； Kj 为电流密度系数 (温升为 50℃ 时， E 形磁芯取 534)。 因为变换器的电路形式为 推挽式 ，所以变压器的初级电压 Up=24 V。 在该变换器中满载电流 20 A比较大，整流管和滤波电感上的压降不可忽视，本变换器所用的整流二极管的压降在 20A电流下约为 2． 5V，滤波电感的直流压降取 0． 5V；另外，变换器满载工作时会把电压拉低，为避免把工作脉冲的占空比拉到最大时电压电流仍然达不到要求，变压器次级电压要有一定的裕度 ，一般取变换器输出电压的 10％；所以，变压器的次级电压 Us=22 V。 初级绕组匝数 N1 21 1 0 2 02 p o nmcUTN BA    匝 绕组的导线大小根据变压器各绕组的工作电流和电流密度来确定。 另外，若变压器的工作频率超过 50 kHz，还需要考虑电流趋肤效应的影响，导线直径应小于两倍的穿透深度。 频率为 100 kHz 时铜导线的趋肤深度 △~ mm ，因此，所取导线直径应小于 mm。 0 . 1 4 2 0 . 1 4 2 21 0 5 3 4 3 .4 8 1 0 4 .4 8 /jpJ K A A m m         因为变换器用的是中间抽头变压器，功率较大，宜采用三明治绕法。 三明治绕法是中间初级绕组，两边次级绕组，或中间次，两边初。 这种绕法会对变压器的温度有很大的帮助，且磁力线在变压器中分布较均匀，所以绕组耦合较均匀，漏感少，对外界干扰小，对纹波影响较小。 变压器初级绕组绕在中间，次级是中间抽头输出，共有4个绕组，各 2 个绕组绕在初级的两边。 综合各电路的优缺点选用结构简单的全波整流电路如图 所示 ,变压器中心抽头构成了全波整流电路， u2=u2a+u2b 且 u2a=u2b= 2 U2sinω t。 正半周时： u2 瞬时极性a(+),b()， VD1 正偏导通， VD2 反偏截止。 负载电流的流通途径为 a→ VD1→ R→ c；负半周时： u2瞬时极性 a(),b(+)， VD1反偏截止， VD2正偏导通。 负载电流的流通途径为 b→ VD2→ RL→ c。 整流电路 VD1和 VD2 轮流导通，整个周期内都有电压输出，故该电路称为全波整流电路。 西安工业大学毕业设计（论文） 16 图 其主要性能指标为： (1)22)( UUU AVo   (2)LAVL RUI 2)(  (3)Kγ = 由于 Kγ 1,脉动成分比半波整流电路小很多 ,纹波较小 ,但由于变压器次级的每个线圈只在半个周期内有电流 ,较全桥模式利用率不高 . 图中每个二极管承受的断态电压为 2 11RNUUN （ ） 在电流连续的情况下，还可以得到用输出电压 Uo 表示的断态电压为 02R UU D 流过每个二极管的平均电流为 /2DLII （ ） 式中， LI 为电感电流的平均值。 每个二极管的平均电流等于电感电流平均值的一半。 在稳态的条件下，电感电流平均值等于负载电流，因此二极管电流平均值也等于负载电流的一半。 假设二极管的通态压降为 DU ，每个二极管的通态损耗为 /2onD D LP DU I （ ） 两个二极管的总通态损耗为 onD D LP DU I （ ） 综上可知全波整流电路使用的期间数少，结构简单，通。