基于有源谐波和功率因数校正原理的高性能电子镇流器的研究毕业论文设计(编辑修改稿)

基于有源谐波和功率因数校正原理的高性能电子镇流器的研究毕业论文设计(编辑修改稿)内容摘要：

为团 m发射源。 这类干扰源无处不在，简直是数不胜数。 除人为的因素外，还有闪电、宇宙噪声、太阳辐射和太阳黑子等自然 干扰湖。 电磁干扰会严重影响电子电气设备的正常运行，甚至会使电子元器件发生永久性的损坏。 因此，必须采取措施对其给予充分地抑制。 目前抑制 EMI 的技术措施有屏起、接地（浮地、本点地和接地网）与滤波。 其中，滤波技术是抑制传导干扰最有效和最经济的手段。 由于各种干扰在系统接口处最为严重，故 EMI 滤波器均插入到系统电源线的入口处。 荧光灯交流电子镇流器输入电路中的 EMI 滤波器有 C 型（纯电容）、 L 型（一个电动、一个电容）、 T 型（两只电感、一个电容）、 π 型（一个电感、两只电容）、双 π 型（对称绕在同一个磁芯上的两个电感、两只 电容）等。 对于较大功率的电子镇流器，其输入电路中的 EMI 滤波器大多采用以双 π 型滤波器为基础的复式混合型结构。 图 34 EMI 滤波电路 惠州学院 20xx 届毕业 论文（设计） 11 在 图 34 中 ， L1 与 L C2 和 C3 与 C4 组成 EMI 滤波器，用于差模一共模方式的EMI/RFI 的抑制。 在元件数值上 ， L1=L2， C1=C2， C3=C4。 L1 和 L2 对共模干扰信号（非对称干扰电流）呈现高阻抗，而对差模信号（对称干扰电流）和电源电流呈现低阻抗，这样就保证了对电源电流的衰减甚微，而同时又抑制了电流噪声。 通常 L L2 对称地绕在同一磁芯上，这样可以常工作电流范围内，由于磁性材料产生的磁性互相补偿，从而能避免磁通饱和。 但是对于不对称干扰（共模）信号来说，这两个线同产生的磁场是相互加强的．对外呈现出的总电感明显加大，于是，对称的干扰信号就被 L L2 和C C2 大大地抑制了。 L L2 与 C1~C4 组成的 EMI 滤波 器实际是一种低通滤波器。 由于电感对射频起阻流作用，而小电容对射频近似于短路，故能有效地抑制射频干扰。 整流滤波电路的设计 荧光灯交流电子镇流器都是利用桥式整流电路将交流电源转换成直流电源的。 未采取功率因数校正（ PFC）措施的电子镇流器，大多都是采用电解电容作为滤波器，将全桥整流电路输出的脉动直流电压变成纹波较小的平滑直流电压，作为高叛逆变器的供电电源。 图 35 整流滤波电路 所设 计的 整流滤波电路 如 图 35 所示。 图 中 ，在单相交流电压的正半周，整流二极管 VD VD2 导通，电流流过 VD负载和 VD2，回到交流电源的负端。 当 VDVD2 正向导通时， VD VD4 因加反向电压而截止。 在交流电压的负半周， VD VD2截止， VD VI4 导通，电流流经 VD负载和 VD4，回到交流电源的负端。 由此可惠州学院 20xx 届毕业 论文（设计） 12 见，负载在一个周期内都有电流流过，而且始终是一个方 向。 若不加滤波电容 C桥式整流器输出脉动直流电压，频率是交流输入电压频率的 2 倍，并保持正弦半波波形。 加了滤波电容 C1 之后，通过 C1 周期性地充电和放电，则可获得纹波比较小的直流电压。 由于只有在交流输入电压瞬时值高于整流滤波电压时，桥式镇流器中的二极管才因正向偏置而道通，而在交流输入瞬时电压幅值底于整流滤波电压，整流二极管则因反向偏置而截止，故整流二极管只有在交流电源电压峰值附近才道通，道通角 θ 远小于 π。 由于大容量滤波电容 C1 的存在，交流输入电流 IAC 波形出现严重畸变，不再是正弦波形，而呈现幅值很大的尖峰脉 冲。 这种电流波形的高次谐波含量很高，致使线路功率因数降低到 ，这是人们所不期望的。 解决这个问题的技术措施就是采用 PFC 电路。 而本设计则采用了比 PFC 电路更好的 APFC 电路。 在本设计中整流电路是配合功率因数一起做用的，滤波用电解作为最后的输出级，为了保证变换器的正常工作，一般要求输出的电压比输入的峰值电压高 15%左右，对220V 的交流电，输出的电压大约为 400V 左右，故电解的容量为 47μ,耐压 450V ，而 4个二极管可选用 1N4007。 惠州学院 20xx 届毕业 论文（设计） 13 4 电子镇流器功率因数校正控制 功率因数校正 功率因数校正（英文是 Power Factor Correction，缩写为 PFC）亦称谐波滤波，是荧光灯交流电子镇流器的关键技术之一。 为了减少镇流器输入电流的谐波失真，必须采取一些特殊措施，通常称之为功率因数校正技术来提高它的功率因数。 大致说来，功率因数校正有两种方案：无源功率因数校正 (PassivePFC)和有源功率因数校 (ActivePFC)。 无源谐波滤波逐流电路 电子镇流器整流电路后加电容滤波后虽然能产生脉动很小的直流电压 ,但是交流电源侧的电流畸变厉害 ,变成尖顶波 ,原因是只有当交流电源的瞬 时电压高于整流侧的电压时 ,二极管才会导通 ,并且滤波电容越大 , 电流畸变的越厉害 .如果采用较小滤波电容 ,甚至不用滤波电容 ,虽然可以得到较高的功率因数 ,但是灯电流波峰比会比较高 ,而且还可能出现灯闪烁 ,开关晶体管击穿等缺 点 ,不能达 到 GB15143, GB15244 等标准 .采用 PPFC技术后能增大二极管的导通角 ,抑制交流电源电流的畸变 (减小 THD),提高线路功率因数 ,减少对输电线路上其他电气设备危害 .这里主要介绍 逐流 电路这种 PPFC 技术。 如图 41 所示， 桥式整流电容滤波电路的输入电源电压 ACV 、电流 ACI 和输出直流 电压 DCV 波形可以看出，只有在 ACV 瞬时值高于电容 C1 上的电压的，整流二极管才导通。 虽然所获得的直流电压比较平滑，但整流二极管的导通角由于明显减小，才导致电源电流波形失真。 PFC 电路的基本功能就是增大整流二极管的导通角，抑制电源电流的波形畸变，提高线路功率因数。 惠州学院 20xx 届毕业 论文（设计） 14 图 41 桥式整流电容滤波波形 所谓逐流，意指电子镇流器交流输入端的电源电流追逐电源电压瞬时变化轨迹，既含有追逐、又含有续流之内涵。 典型以逐流电路如图 42 所示。 这种无源谐波滤波网络由两个电容 C C2 和三个二极管 VD5－ VD7 组成，用以替代普通桥式整 流电容滤波电路中的单只滤波电容。 图 42 无源谐波滤波逐流电路 惠州学院 20xx 届毕业 论文（设计） 15 由两个电容和三个二极管组成的无源滤波电路，最早出现于美国的 120V、 NCll。 电子镇流器中。 进入 90 年代后，它在我国开始流行。 由于 APFC 控制器 IC 的飞速发展及其广泛应用，逐流电路在发达 国家早就销声匿迹了。 但由于其可以将线路功来因数轻而易举地提高到 0． 9 以上，电源电流谐波总含量可以降低至 30 ％左右．达到 H 级水平．比较经济实用．故该谐波滤波电路在我国仍未被淘汰。 逐流电路的工作原理基于降低输出直流电压．在每一个半周期内，将交流输入电压高于直流输出电压的时间拉长，整流二极管的导通角就可以增大，电源电流过零的死区时间则缩短。 现结合图 42 电路，来说明逐流电路的原理与功能。 图 43 无源谐波滤波逐流波形图 在桥式整流器输入端， 50HZ 的交流电压以 )2(s in fwwtVV mAC  正弦规律由零向峰值变化的 1/4 周期内，即 在 0t5ms 期间，全桥整流器中的二极管 VD VD3 因正向偏置而导通， VD VD4 则因反偏而截止，电源电流经 VD6 对串联电容 C1 和 C2 允电。 当 ACV 上升到 Vm时， C1 和 C2 上的电压 Vcl＝ Vc2≈ mV21。 在 mstms 105  期间。 ACV 按正弦规律下降。 当 ACV 瞬时值刚一开始下降时，对普通桥式整流（单只）电容滤波电路来说， VD1 和 VD2 则将截止，但对于逐流电路，电容 C1 就迅速通过负载和 VD5放电，并且放电速率比正弦下降来得快。 直到 mAC VV 21 ， VD VD2 则一直导通，有惠州学院 20xx 届毕业 论文（设计） 16 电流通过。 C1 两端电压从 mV21 开始放电，直到下降为零。 当 ACV 瞬时值小于 mV21 ， VD7因正向偏置而导通，电容 C2 开始以指数规律通过 VD7 和负载放电。 在此之后，输入AC 电压底于 DCV ，所以 VD VD2 截止。 但在 t≥10ms后的开始一段时间内，由于 ACV小于 DCV ， VD VD4 仍因反偏而不能马上进入导通，电流 ACI 继续中断。 只要 ACV 高于 DC 输出电压最小值 (min)DCV ， VD VD4 则开始导通，电源电流在一次对 C VD6和 C2 充电， DCV 又开始追踪 ACV 按正弦规律上升，于是出现与 ACV 正半周期类似的情况。 如此周而复始，得到如图 43 所示的电压和电流波形。 有源功率因数校正 有源功率因数校正的基本原理 有 源功率因数校正的基本原理可用下图所示的简单电路来说明，由 APFC控制 MOS管 VT1 的开通与关断，使输入电流变成一连串的的三角波，并且它的幅度按输入电压的正弦规律变化，因此可以大大提高电路的功率因数。 此电路由功率 MOS 开关管 VT升压电感 L、升压二极管 VD、输出电容 C。 及 APFC 控制及 APFC 控制器 IC 所组成。 电路的具体工作情况如 图 44 所示 ： 图 44 有源功率因数补偿电路原理图 惠州学院 20xx 届毕业 论文（设计） 17 （ 1）开关管 VT1 导通 在 APFC 控制器输出高电平 (正方波 )信号的控制下使 VT1 导通时，开关管 VT1 导通，此时二极管因受输出直流电压 Vo 的反偏而截止，整流后在电容 C1 上得到的是一个单向的正弦电压 (电容 C 的容量不能太大 )，将在电感 L 中产生电流。 当电感电流的峰值增加到与该时刻输入电压大小相对应的某一数值 I 时， APFC 控制器便输出低电平的开关信号，使开关管 VT1 截止，电流 IL 停止 上升。 （ 2）开关管 VT1 截止时 由于电感电流 IL 不能突变，只能有原来的数值线性下降。 电感的磁能释放出来，与输入电压相叠加，对电解电容器 Co 充电，电容上面的电压显然笔输入电压高。 因此这种电路称为升压式 APFC 电路。 在开关管截止时，电感电流下降，下降到零时，他有输出控制信号，是开关管在一次导通，开始下一个开关周期。 功率因数校正方法概述 功率因数校正可简单地定义为有功功率与视在功率之比。 即 视在功率有功功率PF 其中有功功率是一个周期内电流和电压瞬时值乘积的平均值， 而视在功率是电流的rms 值与电压的 rms 值的乘积。 如果电流和电压是正弦波而且同相，则功率因数是。 如果两者是正弦波但是不同相，则功率因数是相位角的余弦。 在电工基础课程中，功率因数往往就是如此定义，但是它仅适用于特定情况，即电流和电压都是纯正弦波。 这种情况发生在负载由电阻、电容和电感元件组成，而且均为线性（不随电流和电压变化）的条件下。 因为输入电路的原因，开关模式电源对于电网电源表现为非线性阻抗。 输入电路通常由半波或全波整流器及其后面的储能电容器组成，该电容器能够将电压维持在接近于输入正弦波峰值电压值处， 直至下一个峰值到来时对电容再进行充电。 在这种情况下，只在输入波形的各峰值处从输入端吸收电流，而且电流脉冲必须包含足够的能量，以便在下一个峰值到来之前能维持负载电压。 这一过程通过在短时间内将大量电荷注入电容，然后由电容器缓慢地向负载放电来实现，之后再重复这一周期。 电流脉冲为周期的 10%到 20%是十分常见的，这意味着脉冲电流应为平均电流的 5 到 10 倍。 惠州学院 20xx 届毕业 论文（设计） 18 MC34262 有源功率因数控制器 MC34262 为有源功率因数控制器，设计用作电子镇流器和冷底板功率变换器电源应用场合中的预变换器、这些集成电路的特 性有：一个独立应用场合的内部启动定时器、一个 1 象限乘法留用于功率因数接近 1 的情况、零电流检测费用来保证临界导通操作、跨导误差效大贸、用于增强启动的快速启动电路、可微调的内部带隙参考、电流检测比较器、和一个非常适合于驱动功率 MOSFET 的图腾柱式输出。 MC34262 的基本结构如图 45 所示。 图 45 MC34262 基本结构 保护性特性包括 ： 一个过压比较器用来消除负载断开时引起的输出电压不断上升、有滞后的输入欠压输定、逐周限流、限制最大峰值开关电流的乘法器输出乾位、一个RS 锁存器用于单个脉冲计量、一个驱 动输出高电平状态钳位电路用于 MOSFET 栅极保护。 这些留件可提供双列直播和表面贴装封装。 为了能够超越在线电流谐波成分规定的要求，迫切需要采用经济的方案使得功率因数为 1。 以下的资料和数据都是关于如何设计简单、高性能价格比的获得有源功率因数惠州学院 20xx 届毕业 论文（设计） 19 校正的解决方案的。 通过使用无源或者有源输入电路可实现功率因数校正。 无源电路通常包含工作在交流频率上的大电容，电感和整流器的组合。 有源电路采用了用于电源处理的高频开关变换器的一些形式，以升压变换器最为常见。 因为有源输入电路工作在比交流线高得多的频率上，因而它比具有相同效果的 无源电路更小，更轻而且效率更高。 通过适当控制预变换器，几。