基于ucc29002电源均流器设计学士学位论文(编辑修改稿)

基于ucc29002电源均流器设计学士学位论文(编辑修改稿)内容摘要：

LM2596 芯片相比较，可见 TPS5430 芯片的转换效率更高，因此，在本次设计中DC/DC 模块芯片选择了 TPS5430，这样使得效果更好。 均流电路模块方案的选择 方案一：外加均流控制器法 外加均流控制器法是每个模块的控制电路中都加一个特殊的均流控制器，用以检测并联各模块电流不平衡情况，调整控制信号 Ve 以实现均流，如下图所示。 均流控制器 SC 的输入为反映模块负载电流的信号 V1，由电流放大器供给， SC 的输出 Vc 与基准电压 Vref 和反馈电压 Vf 综合比较后，输出 Ve 经电压放大器，控制 PWM 及驱动器，各均流控制器的另一端 b 接均流母线。 应用这一方法实现自动均流，可使 n 个并联模块的电流不均衡度在 5%以内。 均流控制器的引入，将使得并联电源系统的动态过程分析更加复杂，但如果不注意均流控制环的正确设计，将使系统不稳定，或者使系统动态性能变坏。 D C / D CP W M S C均流母线V cV 1V eV 1bV c+ 图 2— 9 外加均流控制器法 方案二：平均电流均流法 平均电流法 [1]是指并联各模块的电流放大器输出端 a通过一个电阻 R接到公用均流母线上，如图 2— 7 所示，图中， V’ r 是基准电压 Vr 和均流控制电压 Ve 的综合，它与反馈电压 Vf进行比较放大后，产生误差电压 Ve 来控制 PWM 及驱动器， 11 均流母线电压 Vb 与每个电源模 块的取样电压信号比较后通过调节放大器输出一个误差电压，从而调节模块单元的输出电流，达到均流目的。 平均电流法可以精确地实现均流，但具体应用时，会出现一些特殊问题。 例如，当均流母线发生短路，接在母线上的任一个模块不能工作时，母线电压下降，将促使各模块电压下调，甚至到达其下限值，结果造成电源系统故障。 而当某一模块的电流上升到其极限值时，该模块的电流放大器的输出信号 V1 大幅度增大，也会使它的输出电压自动调节到下限。 功 率 级电 流 放 大V fV rV eV c++负 载 电 流均流母线Ra bV 1均 流 控 制 器电 压 放 大+ +V r ’ 图 2— 10 平均电流法 方案三：主从设置法 主从设置法 [1]是在并联的 n 个变换器模块中，并自 行指定其中一个为主模块，其余的为从模块，跟从主模块分配电流，如下图 2— 9 所示。 图中各模块均为双环控制系统，主模块为电压型控制工作方式，从模块为电流型控制工作方式。 主模块的基准电压 Vr 与输出反馈电压 Vf 经过电压误差放大器得到误差电压 Ve，它是主模块的电流基准，与 V11 比较后，产生控制电压 Vc，控制脉宽调制器和驱动器工作。 于是主模块电流将按电流基准 Vc 调制，即模块电流近似与 Ve 成正比。 各从模块的电压误差放大器接成跟随器的形式，主模块的电压误差 Ve 输入各跟随器，于是跟随器输出均为 Ve，它即是从模块的电流基准，因此 各从模块的电流都按同一值 Ve 调制，与主模块电流基本一致，从而实现了均流。 主从控制法均流的精度很高，但由于从模块的电压误差放大器接成跟随器的形式，所以从模块的工作与主模块的系统工作是息息相关的，从下图中可以看出。 所以其存在的最大缺点是一旦主控电源出现故障，整个系统将会完全失控，整个系统也就即将瘫痪。 另外，由于系统在统一的误差电压控制下，任何非负载电流 12 引起的误差电压的变化，都会导致各并联电源电流的再分配，从而影响均流的实际精度。 通常希望主控电源电压取样反馈回路的带宽不宜太宽，主从电源间的连接应尽量短。 P W MP W M主 模 块从 模 块++++V fV rV 1 1电 流 放大电 流 放大V 1 kV eV c 图 2— 11 主从设置法 方案四：最大电流均流法 最大电流法 [1]是在 n 个并联的模块中，自动设定主模块和从模块，通过均流控制母线其中输出电流最大的模块电源上的电流被自动作为整个电源系统的单路电流基准，其余模块电源以它为基准来调整自身的输出电流。 同时，由于是以最大电流为基准，如果其中一个电源模块出现故障不工作，在满载输出范围内，总电源系统会重新分配各输出电流继续正常工作而不会受到影响，这也是避免了平均电流均流法的问题。 最大电流法，总的来说是一种电压型控制方法，它主要通过调整输出电压的大小来调整输出电流，如下图 2— 12 所示。 13 模 块 电 源模 块 电 源模 块 电 源输 入 负 载均流母线 图 2— 12 最大电流均流法 通过三种方案进行比较，发现最大电流均流法可以较好地实现冗余，不会因为某个模块的故障而影响整个系统的运行，故在此次设计中，我们选择了最大电流均流法，还运用了负载共享芯片 UCC29002 来实现均流模块。 第三章 硬件原理分析与设计 DC/DC 转换模块 TPS5430 芯片简介 TI 公司的 TPS54xx 系列芯片 [4]是非隔离型的降压 DC/DC 转换芯片，该系列的芯片具有转换效率高，输入电压范围宽，输出电流大，工作频率高 (能够减小外围器件的尺寸和成本 )等优点。 其中 TPS5430 是该系列的典型代表。 其输入电压范围是 到 36V，最低输出电压为 ，正常输出电流为 3A(峰值为 4A)，开关频率为 500kHz，最高效率可达 95%。 TPS54xx 系列芯片的工作频率都是固定在 500kHz, 最大效率均可达到 95%，属于高效转换型芯片。 TPS54xx 系列芯片主要有以下几种： TPS54 TPS54TPS54 TPS5431。 前三者的输入电压都是 到 36V, 输出最大电流依次为 1A、 14 2A 和 3A(注意，这里的电流参数是输出电流，不是开关峰值电 流，不须再用公式转换 )。 TPS5431 输入电压范围是 到 23V，最大输出电流为 3A。 芯片的选型要保证芯片参数能够承受得住设计的要求，最好要有一定的裕度。 但也不要过大，例如我们只需要 的电流，而我们采用 TPS5430，这时我们只能达到低于 90%的效率，而采用 TPS5410，却可以达到 95%以上的效率，而且更经济。 所以芯片的选型要能够满足要求又要合理。 这里我设计的要求是输入电压是 10V，输出电压是 5V，输出电流是。 所以我们采用 TPS5430。 TPS5430 性能及主要参数： 高电流输出： 3A（峰值 4A）； 宽电压输入范围： ~36V； 高转换效率：最佳状况可达 95%； 宽电压输出范围：最低可以调整降到 ； 内部补偿最小化了外部器件数量； 固定 500kHz 转换速率； 有过流保护及热关断功能； 具有开关使能脚， 关状态仅有 17uA 静止电流； 内部软启动与其他同类型直流开关电源转换芯片相比， TPS5430 的高转换效率特别值得关注。 功能和结构： （ 1）管脚说明： TPS5430 采取 8 脚 SO IC Power PADTM 封装，形式如图 3— 1 所示。 T P S 5 4 3 012348765B O O TN CN CV S E N S EP HV I NG N DE N A 图 3— 1 TPS5430 封装 （ 2）内部结构及功能： ①晶振频率。 15 固定 500kHz 转换速率，使得在同样的输出波纹要求下产生更小的输出电感。 ②基准电压。 通过缩放温度稳定能隙带电路的输出范围， 基准电压系统产生精确的基准信号。 经测试，在允许的温度范围内， 电压输出时能隙带和缩放电路保持平衡。 ③使能脚和内部软启动。 当 ENA 脚上的电压超过极限电压时转换器和内部的软启动开始工作，低于极限电压，转换器停止工作软启动开始复位。 ENA 脚接地或电压小于 时转换器停止工作， ENA 脚可以悬空。 ④欠压锁定 . TPS5430 带有欠压锁定电路。 无论在上电或掉电过程中，只要 VIN（输入电压）低于极限电压，转换芯片不工作。 欠压锁定比较器的典型迟滞值为 330mV。 ⑤启动电容 在 BOOT 脚和 PH脚间连接 F 的陶瓷电容，为 MOSFET 的高端提供门电压。 ⑥外部反馈和内部补偿 输出电压通过外部电阻分压被反馈到 VSENSE 脚。 在稳定状态下， VSENSE脚的电压等于电压参考值。 TPS5430 拥有内部补偿电路，简化了芯片设计。 ⑦电压正反馈 内部的电压正反馈保证了无论输入电压如何变化电源芯片都有一个恒定的增益。 这大大 简化了稳定性分析，改进了瞬态响应。 TPS5430 的正反馈增益典型值为 25。 ⑧脉宽控制 转换器采取固定频率控制方式。 ⑨过流保护 过流保护电路使得电流超过极限值时，内部的过流指示器设置为真，过流保护被触发。 ⑩热关断 接点温度超过了温度关断点，电压参数被置为地，高端 MOSFET 关断。 受软启动电路的控制，当接点温度降到比温度关断点低 14℃时，芯片重新启动。 16 图 3— 2 TPS5430 经典电路 [4] 输入电容 (C1)的确定 该电容在电路中起着很重要的作用，由于 DC 开关在导通瞬间需要很大电流，而电源的电流输 出能力及响应速度总是有限的，加之 DC 开关的频率一般较高，没有此电容电路将不能正常工作或者不能工作。 例如，某电源输出参数为 12V1A，经 DC/DC 变换为 4V2A 的输出，此时开关导通瞬间将需要 2A 以上的电流，而电源无法提供 1A以上的电流 ,此时该电容就能够在瞬间辅助电源输出大于 1A的电流，以保证 DC 开关瞬间需要的电流。 另外，此电容必须靠近 DC 转换芯片，这样输出电压精度大大减小。 TPS5430 芯片推荐我们使用 10uF 的电容 (此电容尽量选取等效串联电阻低的电容，如果只有普通电容，就选取容值较大的 ,如 47uF)，如果要求电路输出更稳定 ,可以稍稍加大。 但要记住的一点是一般不要小于芯片资料所给出的值。 并且在 10uF 的电容旁边并接一个 的瓷介电容将有利于电路的运行，这本次设计中，我选择了一个 10uf 与 俩个电容并联一起接到 VIN 脚上。 输出电感 L1 的确定 5 0 0 0 0 0***( m a x ) )( m a x )(*( m a x )m i n I o u tV i n V o u tV i nV o u tL  （ 3— 1） 对于 TPS54xx 系列芯片输出电感的最小值可以用公式（ 1） [4]来确定，对于电感选型要符合 以下的原则：第一是电流的问题，在 DC/DC 电路中有三种电流的概念：输出电流、电感承受的有效值电流与流经电感能承受的峰值电流，很明显峰值电流是这三个电流中值是最大的，因此电路所取能够承受的最大电流应该大于流经电感的峰值电流，而流经电感的峰值电流可以通过以下公式（ 3— 2） [4]计算得 17 出： 5 0 0 0 0 0*1**( m ax ) )( m ax )(*( m ax ))( LV i n V o u tV i nV o u tI o u tL PKl  （ 3— 2） 另外，所选取的电感应该保证在额定的工作状况下不会出现磁饱和，所以应该选取功率电感，并且选择磁 体较大的或者磁环电感。 综上考虑，在本设计中我取用电感值为 15uH。 输出电容 (C3)的确定 输出电容在整个电路中也起着很关键的作用，大的输出电容可以减小输出纹波，但过大的输出电容会导致瞬态响应时电流过大，另外 TPS54xx 系列芯片存在内部环路补偿 ,因此必须选择支持内部补偿功能的外部 LC 滤波器。 对于此类器件而言，内部补偿最适合的频率是 3kHz 至 30kHz，我们一般取 18kHz，那么输出电容可以用以下公式（ 3— 3） [4]确定： V o u tLC o u t *1*18000*3357。