基于dsp的数字逆变电源的设计(毕业设计)(编辑修改稿)

基于dsp的数字逆变电源的设计(毕业设计)(编辑修改稿)内容摘要：

保护。 一般是故障问题，最好是不可自恢复。 ③过载保护。 有时是瞬间过载，所以应是可自恢复的。 ④过流和短路保护。 属于故障，所以应该是不可自恢复的。 ⑤过热保护。 当环境温度过高或长时间超负荷运行，逆变器会出现过热自动安徽理工大学毕业设计 6 保护，但冷却系统应继续工作，在温度降到一定值后，应能自动恢复工作。 (5)逆变主电路 逆变主电路就是由逆变开关器件等组成的变换电路，分为非隔离式和隔离式两大类。 如变频器、能量回馈等都是非隔离的，逆变焊接电源、通信基础开关电源、 UPS、加热电源等都是隔离式逆变电路。 隔离式逆变主电路还应包括逆变变压器。 非隔离式电压变换电路形式有多种，是组成逆变 主电路的基本形式，用它们也可以组成各种隔离式逆交主电路。 SPWM 控制技术及其原理 逆变系统 的 原理 本文所研究的电源是为了在输出得到稳压恒频的交流电压信号，故采用电压型逆变电路。 在同一直流电压输入情况下，全桥逆变电路输出电压是半桥逆变电路输出电压的二倍，故文中逆变电源逆变器部分采用全桥逆变电路。 下面介绍 电压型 全桥逆变电路：电路原理图见图 21。 图 21电压型全桥逆变电路 它共有四个桥臂，可以看成由两个半桥电路组合而成。 把桥臂 1和 4作为一对，桥臂 2和 3作为另一对，成对的两个桥臂同时导通，两对交替各导通 8 ，即 4导通时关断 3； 3导通时，关断 4。 负载为阻感负载时，其输出波形如图22所示。 图中 VDl， Vl， VD2， V2相继导通的区间，分别对应与图中的 VDl和VD4， Vl和 V4， VD2和 VD3， V2和 V3相继导通的区间。 值得注意的是，功率管的驱动信号虽然为 8 互补驱动模式，但是功率管的实际导通角则与负载电流 电压相位角有关。 当负载为纯阻性负载即逆变器的输出电流 、 电压相位角为零时，在电压 正半周功率管 VT VT4导通，而在电压负半周功率管 VT VT2导通，即逆变器中的续流二极管不工作；而当负载电流、电压相位角不为零时，在电流正半周功率管由两种导通组合，即电压正半周时 VT VT4导通或电压负半周时VD VD3导通，在电流负半周功率管也 相应由两种导通组合，即电压负半周时VT VT3导通或电压正半周时 VD VD4导通，显然当负载电流、电压相位角安徽理工大学毕业设计 7 不为零时续流二极管工作，以缓冲负载与逆变器直流侧电容间的无功能量交换。 u dooi ottл2 лл 2 лV D 1V D 4V 1V 4V D 2V D 3V 2V 3 图 22 电压型全桥逆变 电路输出波形 对其电压波形进行定量分析，把幅值为 的矩形波 展开成傅立叶级数 得： ∑ ( ) (21) 其中基波的幅值 和基波有效值 分别为 7 (22) √ 9 (23) 于 是 由 逆变原理可知，如 果控制 IGBT的 开 通与关断的频率，那么输出电压的频率和 IGBT的开关频率便 存在一 定的对应关系 ： 控制 IGBT的开通与关断的 占空比，那么输出电压的有效值也和 IGBT的开关占空比便存在一定的对应关系，因此 产生精确控制 IGBT开 关驱 动 信号 SPWM便成为了本文研究的重点。 SPWM 控制基础 在分析 SPWM之前，必须要了解 PWM(Pulse Width Modulation， PWM)及其相关知识，这是通过对一系列脉冲的宽度进行调制来等效地获得所需波形包含形状和幅值 )的。 (1)冲量 安徽理工大学毕业设计 8 冲量 (指窄脉冲的面积 )相等而形状不同的窄脉冲加在具有惯性的环节上时，其效果基本相同，即具有惯性环节的输出响应波形基本相同 (低频段非常 接近，仅在高频段略有差异 )， 如图 23所示，其中 u(t)为电路的输 入信号， i(t)为输出信号。 图 23 冲量相同的各种窄脉冲的响应波形 （ 2）面积等效原理 在采样控制理论中有一个重要的结论： 冲量相等而形状不同的窄脉冲加在具有惯性的环节上时，其效果基本相同。 冲量即是窄脉冲的面积。 这里所说的效果基本相同是指环节的输出响应波形基本相同。 如果把各输出波形用傅立叶变换分析，则其低频段非常接近，仅在高频段略有差异。 例如图 24中 a,b,c所示的三个窄脉冲形状不同，但它们的面积（即冲量）都等于 1，那么，当它们分别加在具有惯性的同一个环节时，其输出响应基本相同。 上述被称为面积等效原理，它是PWM控制技术的重要理论基础。 图 24 形状不同而冲量相同的各种窄脉冲 PWM 波形的基本原理 逆变器的种类很多，各自的具体工作原理、工作过程不尽相同，但是最基 本的逆变过程是相同的。 下面以最简单的单相桥式逆变电路为例，具体说明逆变器的“逆变”过程。 单相桥式逆变原理见图 25（ a）。 该图中输入直流电压为 E,R代表逆变器的纯电阻性负载。 当开关 S1,S4 接通后 ,电流流过 S1,R 和 S4 时，负t 安徽理工大学毕业设计 9 载上的电压极性是左正右负 ； 当开关 S1,S4 断开， S2,S3 接通后，电流流过 S2, R和 S3， 负载上的电压极性反向。 若两组开关 S1,S4,S2,S3 以频率 f交替切换工作时，负载 R 上便可得到频率为 f 的交变电压 U0， 其波形见图 25(b)， 该波形为一方波， 其周期 T=1/f。 图示的电路和波形只是逆变过程基本原理的示意描述，实际上要构成一台实用型逆变器，还需要增加许多重要功能电路和辅助电路。 图 25 单相桥式逆变电路及其输出波形 单相正弦逆变电源中，逆变器要把市电经整流滤波后得到的直流电或者由蓄电池提供的直流电，重新转化为频率非常稳定，稳定电压受负载影响小的，波形畸变因数满足负载要求的交流正弦波。 SPWM 采样方法对比分析 近年来，正弦脉宽调制 (SPWM)技术以其 优 良 的传输特性成为电力电子 装置中调制技术的基本方式。 采榉实现 SPWM调制方式可分为 自然 采样法、对称规则 采样法和 不对称规 划采样法三种。 下面对这几种方法律简要的分析： （ 1） 自然采样法。 自然采样法原理如图 26 所示，用一个基波正弦波与一个三角载波相比较，由两者的交点确定逆变器开关模式。 图 26 自然采样法 （ a） （ b） 安徽理工大学毕业设计 10 图 26中， tT 为三角波的周期， rU 为三角波的幅值，正弦波为 tUc sin ,sT称为采样周期， 2/ts TT  ,1t 及 2t 为正弦波与三角波两个相邻交点的时刻。 由图25可知  1s in12 tMTt soff   1s in12 tMTt son   2s in12 tMTt son   2s in12 tMTstoff  （ 24） 式 (24)中， M 为调制度 ， rc UUM / (即为正弦波幅值与三角波幅值之比 ) 0M 1,M 的值越大 ,则输出电压越高； ω为正弦波角频率，ω变化时， PWM脉冲序列基波频率也随之改变。 pt 为脉冲宽度 ，    211 s ins in212 ttMTttt ononp  （ 25） 式 (25)中 ， t1和 t2不但与载波比 tTTN / (T为正弦波的周期 )有关 ， 而且是幅度调制比 M的函数，求解 tl、 t2与 M的关系比较复杂。 由此可知，自然采样法得到的数学模型并不适合由微处理器实现实时控制。 （ 2） 对称规则采样法。 规则采样法就是将自然采样法中的正弦调制波以阶梯调制 波进行拟合后一种简化的 SPWM 脉冲信号发生方法， 如图 27所示。 图 27 SPWM脉冲信号规则采样法生成原理 t 2T ct 1 t 3ttt eABE安徽理工大学毕业设计 11 值得注意的是，每个载波周期中，原正弦调制波与三角载波周期中心线的交点就是阶梯波水平线段的中点。 这样，三角载波与阶梯波水平线段的交点 A,B两点就分别落在正弦调制波的上下两边，从而减少了以阶梯波调制的误差。 另外，由于 A,B 两点对于三角载波周期中心线对称，因而使 SPWM 脉冲信号发生得以简化。 由图 27，并根据相似三角形的几何关系容易得出规则采样法 SPWM 脉宽 t2 以及脉冲间隙时间 t1， t3 的表达式分别为 (26) (27) 式中， 为三角载波周期中心的时间值。 由于 ， ， M 均为已知量，因此，规则采样法 SPWM 脉宽 的计算较为简便，适合基于微处理器的数字 SPWM 控制。 （ 3）不对称规则采样法是既在三角波的顶点位置，又在底点位置对正弦波进行采样，由采样值形成阶梯波，阶梯波与三角波的交点所确定的脉宽在一个三角波的周期内的位置不对称的采样方法，其原理如图 28所示。 图 28 不对称规则采样法 由图 28得：  1s in12 tMTt soff   1s in12 tMTt son   2s in12 tMTt son   2s in12 tMTstoff  （ 28） 脉冲宽度为：   )s in( s in212 21 ttMTttt tononpw  （ 29） 其中， 2/ts TT （ sT 是采样周期， tT 是三角波周期） 安徽理工大学毕业设计 12 如图 28中，有 ,...)6,4,2,0(,21  kkTt t ,...)7,5,3,1(,22  kkTt t （ 210） 即 k=0,1,2,3,„。 k为偶数时是顶点采样； k为奇数时是底点采样。 由三角波频率 f1与正弦波频率 f之比为载波 比 N，则有 :fTffN t11  （ 211） 将（ 210）代入（ 29）得 NkkTfftt t   222 11  22,4,2,0  Nk  NkkTfftt t   222 22  12,5,3,1  Nk  （ 212） 将（ 211）代入（ 28）得   NkMTt ton s in12  22,4,2,0  Nk    NkMTt ton s in12  12,5,3,1  N （ 213） 由于载波频率 tf 是恒定的，通过改变 N的值就可以改变输出 SPWM波的频率。 不对称规则采样法的数学模型尽管略微复杂一些，但由于其阶梯波更接近于正弦波，所以谐波分量的幅值更小，在实际中得到更多的使用。 以上是单相 SPWM 波生成的数学模型，而这里我们要生成三相 SPWM 波，就必须使用三条 正弦波和同一条三角波求交点。 三条正弦波相位差 120 ，即 :  NkuC sin   32s in Nku B   34s in Nku A （ 214） 采用不对称规则采样法，则顶点采样时有：   NkMTt tCon s in12    32s in12 NkMTt tBon  22,4,2,0  Nk     34s in12 NkMTt tAon  22,4,2,0  Nk  （ 215） 不对称规则采样法由于在一个载波周期里采样两次正弦波数值，该采样值能更加真实的反映实际的正弦波数值，其输出电压也高于对称规则采样法。 当然由于采样次数增大了一倍，使得数据处理量也大为增加，特别是当载波频率较高时，需要微处理器的运算速度非常的快。 而 DSP以其时钟频率可达到 40MHz的优势，安徽理工大学毕业设计 13 无疑解决了这个问题。 综上所述，本系统采用不对称规则采。