基于dsp的异步电动机的变频系统控制板的硬件设计毕业设计(编辑修改稿)

基于dsp的异步电动机的变频系统控制板的硬件设计毕业设计(编辑修改稿)内容摘要：

调速 系统 的控制板 ，并 进行了抗干扰措施的分析讨论。 本论文的章节安排：第一章绪论，介绍了本课题研究的背景、方法及发展趋势；第二章介绍了 矢量控制 的原理及实现， 以及 SVPWM 原理 ； 第三章 主要讲了变频系统控制板的硬件设计，介绍了电源电路、通信接口电路以及调理板 电路设计 ；第四章 对控制板的 PCB 进行设计 ；第五章 对硬件 和软件 抗干扰做了简要介绍。 6 2. 矢量控制原理 概述 转子磁链定向条件下的电机模型 异步电动机经过坐标变换可以等效成直流电动机，所以模仿直流电动机的控制策略，就可以控制这个等效的 “ 直流电动机 ” 从 而获得较好的转矩特性，也就能够较好地控制异步电动机的电磁转矩了。 由于进行坐标变换的是电流 (代表磁动势 )的空间矢量，所以这样通过坐标变换实现的控制系统就叫做矢量控制系统。 由于是以转子磁链的方向作为 M 轴的方向，学术界也将这种控制策略称为转子磁链定向 [4]。 异 步电机矢量控制调速系统的控制方式比较复杂，首先建立一个适当的数学模型对其进行分析。 在忽略磁饱和、涡流及铁芯损耗且假定电机定转子三相绕组完全对称的前提下，建立异步电机的坐标系，在该坐标系中分别标出了 abc 三相静止坐标系、 αβ两相静止坐标系和以 ω(相对于 a 相绕组轴线 )旋转的 dq 旋转坐标系 [5]，坐标系如图 21 所示。 abcdqis 图 21 异步电机的坐标系 在 dq 坐标系下分析转子磁链定向时异步电机的模型以及以转子磁链定向的作用，选择  Tsqsdsdq iii  ，  Trqrdrdq   作为状态变量。 7 则电压方程为：         r d qs d qSrrmrmssss d q iJIpTITL JpILLJLIpLRu  10 11 (21) 在进行两相同步旋转坐标变换时只规定了 d， q 两轴的相互垂直关系和与定子频率同步的旋转速度，并未规定两轴与电机旋转磁场的相对位置。 如果取 d 轴沿转子磁链矢量 ψr 的方向，称之为 M(magization)轴，而 q轴为逆时针转 90176。 ，即垂直于矢量 ψr，称之为 T(torque)轴，这样的两相同步旋转坐标系就具体规定为 MT 坐标系，即按转子磁链 定向的旋转坐标系 [6]。 由于是是转子磁链 ψr 的方向作为 M 轴的方向，此时应有： rrM  rd (22) 0rq  rT (23) 将上式带入转矩方程式和式，并用 {M， T}替代 {d， q}，可得此时电磁转矩和电 方程分别为：      rMrsTrmprMsTrmprTsMrMsTrmpipTiLLniLLniiLLnT11e2 (24)  0000100000111rMsTsMsrmrrmrmsssrmssssTsMiiTLpTTLLLpLRLpLLLpLRuu (25) 式 (25)中，由于 ψr=0，矩阵的第 3 列可改写为零。 对于滑差频率 s ，由第 4 行sTrmrMs iLL 0可得： 01 rTrMrsTmrs T iL (26) 同时，由式 (25)第 3 行可得： sMr mrM ipT L 1 (27) 式 (27)表明，转子磁链 ψr 仅由定子电流励磁分量 isM 产生，与转矩分量 isT无关，从这个意义上看，定子电流的励磁分量与转矩分量是解耦的，而且 ΨrM 与isT 之间的传递函数是一阶惯性环节，其时间常数 Tr 为转子时间常数，当励磁电流分量 isM 突变时， Ψr 的变化要受到励磁惯性的阻挠，这和直流电动机励磁绕组的惯性作用是一致的。 由式 (24)可知， Te 同时受到变量 isT 和 ΨrM 的影响，仍然 8 是耦合的。 ΨrM=|Ψr|=Const 条件下电磁转矩 Te 与转矩电流分量 isT 变成了线性 关系，因此，对转矩的控制问题就转化为对转矩电流分量的控制问题。 此外，由电机原理知，为了输出最大转矩，通常需要使电机工作在额定磁链状态。 注意到在 ΨrM=|Ψr|=Const 条件下，   rMrm LL 1 可由式 (26)得到以下等式：        sTrrmrMrmrrMrmsrrMrm iRLLLL LLLL 21     (28) 如图 22 所示，由于参数 σLs 的值非常小，可以忽略耦合项 ω1σLs 对各轴的影响，所以 ΨrM=Const 条件下电机可被分为两个相互基本独立并具有以下特征的子 系统。 (1) 由电压分量 usM 作为输入、定子电流的励磁分量 isM 决定的励磁子系统。 该子系统可以保证电机工作在设计的额定励磁值附近，这样电机可输出最大的电磁转矩。 (2) 由电压分量 usT 作为输入、定子电流的转矩分量 isT 作为输出的转矩子系统，转矩分量 isT 与转矩 Te 为线性关系。 图 22 中的项 (Lm/Lr)ψrMωr 正比于转子转速，该项相当于他励直流电机的反电势。 在 MT 坐标系下电机电压方程仍有 4 个独立状态变量，即定子电流 {isT， isM}转子磁链矢量的幅值 ψrM 和位置 θr。 1ssR L p1 sL1 sL21{ ( / ) }s r m r sR R L L L ppnepnJsMusTusMisTi rTi++.rM C onst LTeT r1mrLTp +mrLL /mrLLM 轴轴r 图 22 TM 坐标上 Ψ rM=|Ψ r|=Const 条件下异步电机的模型 9 转子磁链开环转差型矢量控制系统的算法 根据公式 (21)与公式 (27)等价性，利用式 (27)得到的滑差频率计算磁链的位置，利用式 (28)求得磁链幅值。 这样构成的系统反而会简单一些。 如图 23 所示，目的是求得转子磁链幅值 ψrM 和磁链位置 θr 以在控制器中重构域电机相同的 MT 模型。 设电机的 Tr 已知，则可在控制器中设定 Tr*=Tr，由于电机的定子电流 is 可测，由式可得转差角频率：   rMsTrmS iTL  //  (29) T M1 *r*rT*sTi sMi M1 rrsTi sMi (a) 控制器中的模型示意 (b) 实际电机模型示意 图 23 电机中的 MT 坐标和控制器中的 MT 坐标 此外，在系统中一般设计定制电流闭环以使得： ss ii* ， 即 sTsT ii * ， sMsM ii * (210) 所以一般在工程上有： **** )( rMsTrms iTL   (211) 式中， ψrM*为转子磁链幅值的指令值，其额定值可根据电机的参数求得。 由于转子转速 ωs 可被检测，所以转子磁链的位置可由式 (211)得出： )0()(0 ** rt srrr dt    (212) 对于异步电机，由于其转子磁链的初始位置 θr(0)是由定子电流决定的，如果在系统运行开始时就采用矢量控制，可以认为 θr(0)=0。 所以在 Tr*=Tr 和 is*=is的条件下，依据式 (29)可以通过控制器内的间接运算得到转子磁链的位置 [7]。 dttsrr   0 * )(  (213) 得到磁链位置 θr 后，可以 通过旋转变换得到励磁电流分量 isM，进而可以根据式求得 ψrM*并实施反馈控制 ，间接控制矢量结构 如图 24 所示。 10 整 流 器V S II MA / DS V P W M2 r / S VA C RMA C RT1 / Lm3 s / 2 r erMmprsT TLnLiA S RA P Rnp∫∫ωs*= ( Lm/ Tr*) is T*/ ψr M*+uA , B , C iA , B , C 速 度传 感 器交 流 电 源ψr M*is M*+++++us M*is T*us T*is Tis MT e*ωr*ωrωs*ωrθr* 图 24 间接矢量控制框图 (1) 转速调节器 ASR 的输出是转矩指令 Te*，由矢量控制方程式可求出定子电流转矩分量转差频率给定信号 ωs*可由式 (211)计算，而转矩电流分量 isT*由式的变形即式 (214)得到： *** erMmprsT TLn Li  (214) (2) 由式 (211)用转差频率给定信号 ωs*与测得的转子转速，可以计算出转子磁链的位置 θr*。 (3) 定子电流励磁分量给定信号 isM*和转子磁链给定信号 ψr*之间的关系如式 (27)所示。 运行时如果设定 ψrM*=Const，就可以将式中比例微分环节省略，用 isM*=ψrM*/Lm 得到 isM*。 此外，在条件下，某些控制方案化简式 (210)和式 (211)，按下式计算 ωs*和 isT*。 **** )1( sMsTrs iiT (215) **2* esMmp rsT TiLn Li  (216) (4) 检测出的定子电流经 3/2 变换和旋转变换后得到 MT 轴上的 [isM isT]T，并由此构成电流反馈控制。 (5) MT 轴的电流调节器 ACR 的输出为 [isM isT]T，经旋转反变换之后作为电压型逆变器的控制信号，在图中用 2r/SV 表示。 (6) 图所示系统的电流控制在 MT 坐标系上进行。 由于稳态时为直流形态，并且由图 24 可知电流环的传函简单，因此使用 PI 调节器就可以获得 较好的电流响应，也就是获得较优良的转矩动态响应。 间接型矢量控制系统的磁场定向由磁链和转矩的给定信号和速度检测值确 11 定、靠无静差的电流环保证，并没有采用磁链模型实际计算转子磁链及其相位，所以属于间接的磁场定向。 此外，转矩控制的效果取决于电流控制的快速性与精度以及控制器中的转子转差角频率 ωs*是否与电机的真值 ωs 相等。 坐标变换技术 异步电动机的数学模型之所以复杂，是因为有一个复杂的 66 电感矩阵，它体现了影响磁链和受磁链影响的复杂关系，要简化数学模型，需从简化磁链关系入手。 由图 21 可知，电机方程式除 了用三相静止坐标系表示外，还可以用其它坐标来表示，如两相静止坐标系，两相旋转坐标系，根据本章设计需要，列出2s/2r 变换和 3s/2r 变换的关系如下： 三相静止 /任意二相旋转坐标系上的变换 (3s/2r变换 ) 三相静止坐标系到两相旋转坐标系的变换矩阵和逆变换矩阵如下 [13]： 3 s / 2 r22c os c os ( ) c os ( )332 2 2si n si n( ) si n( )3 3 31 1 1。