双馈电动机调速系统控制策略的研究及其仿真毕业设计论文(编辑修改稿)

双馈电动机调速系统控制策略的研究及其仿真毕业设计论文(编辑修改稿)内容摘要：

211211211212112112112121lmmmmlmmmmlmrrLLLLLLLLLLLLL 毕业设计（论文）专用纸 10 c os)1 20c os ()1 20c os ()1 20c os (c os)1 20c os ()1 20c os ()1 20c os (c os1msrTrs LLL 由于折算后定、转子绕组匝数相等，且各绕组间互感磁通都通过气隙，磁阻 相同，故认为定子绕组最大互感与转子绕组最大互感相同。 式中： 1mL —— 定、转子绕组的互感最大值； 1lL —— 定子绕组的自感； 2lL —— 转子绕组的自感；  —— 转子位置。 (3)转矩方程 传动系统的运动方程为 : )(21 ssrrrsrsem iLiiLiT TT   (24) (4)运动方程 传动系统的运动方程为 :  PKPDdtdPJTT lem  (25) 式中： lT —— 负载阻转矩； J—— 机组的转动惯量； D—— 与转速成正比的转矩阻尼系数； K—— 扭转弹性转矩系数； P—— 极对数。 对于恒转矩负载， D=0， K=0，则上式可变为 dtdPJTT lem  (26) 由此可见，在三相静止坐标系上，双馈电机的数学模型是一个具有多个变量、强耦合的、非线性的高阶复杂系统。 对这个非线性的复杂高阶系统，直接求解是很麻烦的。 为了使双馈电 机数学模型呈可控性、可观性的特点，对其进行简化、解耦控制使其成为一个解耦的线性系统。 因此，可以采用坐标变换方法将其简化、 毕业设计（论文）专用纸 11 解耦。 坐标变换 （ 3s/2s） 下图 表示双馈电机定子三相绕组 A、 B、 C各相磁势矢量的空间位置以及可以将其等效为两相定子绕组α、β中各相磁势矢量，为了便于分析，令三相绕组的 A 轴与两相绕组的α轴重合。 图 定子绕组在不同坐标系下磁势的空间矢量位置 如果假定磁势波形只计基波分量或按正弦分布，在这两者的旋转磁场完全 等 效时，合成磁势在相同轴向的分量一定相等，也就是说沿α 轴以及β 轴上三相绕组和两相绕组的瞬时磁势的投影值应该是相等的，则有下列式子成立：  34332332 c o sc o s cBAs iNiNiNiN  (27)  3433232 s ins in0 cBs iNiNiN  (28) 其中 ， N2 为两相电动机的每相定子绕组的实际匝数， N3 为三相电动机的每相定子绕组的实际匝数。 然后依据电流变换矩阵为正交矩阵的原则（推导过程略），则可以确定两相静止坐标系到三相静止坐标系的变换矩阵为： B B  ,A siN2 AiN3 siN2 CiN3 BiN3 60 60 毕业设计（论文）专用纸 12 212321212321210132C (29) 三相静止坐标系到两相静止坐标系的变换矩阵为：  2121212323021211321 TCC (210) (2s/2r) 按照上述的思路，同理， dq 轴系到α、β轴系的坐标变换矩阵为：   rr rC r   c o ss in s inc o s （ 211） 其中， r 为 d 轴与α轴之间的夹角，则α、β轴系到 dq 轴系的坐标变换矩阵为：  rr rC r   c o ss in s inc o s1 （ 212） 双馈电机在 dq 坐标系下的数学模 前面我们已经推导出双馈电机在三相静止坐标系下的数学模型，通过坐标变 换，可以得出双馈电机在 d、 q 坐标系下的数学模型（推导过程略），下面继续讨 论双馈电机在 d、 q 坐标系下的数学模型。 （ 1）磁链方程 双馈电机在 d、 q 坐标系下的磁链方程为： 毕业设计（论文）专用纸 13 1222122221112111qmqqdmddqmqqdmddiLiLiLiLiLiLiLiL （ 216） 其中 1di 、 1qi 、 1d 、 1q 分别为 dq 坐标系下定子电流和 磁链的分量； 2di 、2qi 、 2d 、 2q 分别为 dq 坐标系下转子电流和磁链的分量； L L2 分别是定子绕组和转子绕组在 dq 坐标系中的自感； Lm 是定子绕组、转子绕组之间在 dq 坐标系中的互感系数。 （ 2）电压方程 双馈电机在 d、 q 坐标系下的电压方程为： 222222222222111111111111dqqqqddddqqqqdddpiRupiRupiRupiRu （ 217） 其中， Ud Uq1 为别为 dq 坐标系下的定子电压的分量； ω 1 等于定子电压频率的同步角速度，是 dq 坐标系相对于定子 A 相轴线的旋转角速度； Ud Uq2分别为 dq 坐标系下的转子电压的分量； r  12 为转差角速度，是 dq 坐标系相对于转子的角速度， r 是转子的旋转角速度。 （ 3）转矩方程 双馈电机在 d、 q 坐标系下的转矩方程为： )( 2121 qddqmpem iiiiLnT  （ 218） 其中， Tem 为电磁转矩； np 为电机的极对数。 （ 4）运动方程 双馈电机在 d、 q 坐标系下的运动方程为： emLrptrp TTnDddnJ   （ 219） 其中， TL 为负荷转矩。 J 为电机及负载的转动惯量； D 为运动阻尼系数。 毕业设计（论文）专用纸 14 （ 5）有功功率、无功功率的计算 双馈电机在 d、 q 坐标系下的定子侧、转子侧的有功功率和无功功率的计算如下： 22222222221111111111qddqqqddqddqiqqddiuiuQiuiuPiuiuQuiuP （ 220） 以上计算式为双馈电机在 d、 q坐标系下的数学模型。 毕业设计（论文）专用纸 15 3 双馈电机的矢量控制技术 矢量控制简介 矢量控制理论由德国的 于 1971 年提出，矢量控制技术的目的是为了使得交流调速获得如同直流调速同样优良的理想性能。 在异步电动机中，以产生同样的旋转磁动势为准则，在三相坐标系下定子电流的 Ai ， Bi ， Ci 通过 3／ 2变换，可以等效成两相静止坐标系下的交流电流 i ， i ，通过旋转变换可以等效成同步坐标系下的直流电流 Mi ， Ti。 如果观察者站到铁心上与坐标系一起旋转，他所看到的便是一台直流电机，原交流电机的转子总磁通织就是等效直流电机的磁通， M绕组相当于直流电机的励磁绕组， Mi 相当于励磁电流， T 绕组相当于伪静止的电枢绕组， Ti 相当于与转矩成正比的电枢电流。 异步电机经过坐标变换可以等效成直流电机，那么，模仿 直流电机的控制方法，求得直流电机的控制量，经过相应的坐标反变换，就能够控制异步电机了。 定向矢量是指将坐标系的实轴与某一电磁量的合成矢量相重合后所对应的合成矢量。 在双馈电机中定共有六个基本的矢量可以作为定向矢量，它们分别是定子电压 su 、转子电压 ru 、定子电流 si 、 转子电流 ri 、定子磁链 s 、转子磁链 r。 定向矢量在所选的空间坐标系下是相对静止的，而且它在虚轴上的投影等于 0，因此所选定 su 向矢量的不同决定着控制结构与控制性能的不同。 下面分析双馈电机定子 电压、转子电压 ru 、定子电流 si 、转子电流 ri 、定子磁链 s 、转子磁链 r 作为定向矢量的特点。 （ 1）采 用定子电压 su 作为定向矢量 采用定子电压 su 作为定向矢量，其缺点是在主通道中，存在着负的或正的交叉耦合量，转矩表达式复杂，为 2 个矢量的叉乘，且定子磁链 s 的表达式非常繁琐，在电网电压的波动比较大的情况下，控制效果会很不理想。 （ 2）采用转子电压 ru 作为定向矢量 采用转子电压 ru 作为定向矢量时，其缺点是在主通道中，存在着负的或正的交叉耦合量，转矩表达式复杂，是两个矢量的乘积，定子磁链 s 的表达式也很复杂，而且当电网电压发生较大改变时，控制效果会很不理想。 其缺点与采用 毕业设计（论文）专用纸 16 定子电压 su 作为定向矢量一样。 （ 3）采用定子电流 si 作为定向矢量 采用定子电流 si 作为定向矢量，其优点是交叉耦合量比采用定子电压、转子电压作为定向矢量时的很少，并且电流交叉耦合量不存在，转矩公式很简洁，是 2个标量相乘，不过转子磁链表达式非常繁琐。 （ 4）采用转子电流 ri 作为定向矢量 把转子电流 ri 当作定向矢量时，它的优缺点与采用定子电流 si 作为定向矢 量时的情况一样，但是转子电流 ri 作为定向矢量很少应用在双馈调速系统中。 （ 5）采用定子磁链 s 作为定向矢量 把定子磁链 s 作为定向矢量时，它具有最少的交叉耦合量是它的优势，且转矩表达式较简洁，是 2个标量相乘，在直接通道中，仅有一个磁链分量，表达式简单，并不存在非线性表达式，即使电网电压发生改变时，仍然能够较好地控制转矩量。 （ 6）采用转子磁链 r 作为定 向矢量 采。