单开关高增益升压变换器的仿真研究毕业论文(编辑修改稿)

单开关高增益升压变换器的仿真研究毕业论文(编辑修改稿)内容摘要：

优点是可以是输入电流连续，并且在整个输入电压的正弦周期都可以调制，因第 1 章 绪论 5 此可以获得 很高的功率因数，该电路的 电感 电流 即为输入电流，因而容易调节，同时开关管驱动信号与输出共地，驱动简单，此外输入电流连续，开关管的电流峰值较小，因此对输入电压变化适应强。 但是储能电感在 Boost 升压电路中起着极为关键的作用，一般而言，其电感值越大，匝数越多，阻抗就越大，这样就会容易引起电感饱和，发热量增加，严重威胁产品的寿命。 同时受到开关管电压应力、变换效率等因素，限制了电路体积的进一步减小，同时分布参数也制约了其效率的提高的限制。 经典 Boost 变换器要实现高电压增益需宽占空比导通，然而宽占空比导通、高 压输出下二极管反向恢复会造成严重的开关损耗及电磁干扰等问题；高匝比的反激变换器可以实现高电压增益，但在低压输入高压输出的场合原边匝数少，漏感大，需箝位电路限制开关器件电压应力，能量不能高效地传输。 CRLD CLD 1S 图 14 传统 Boost 拓扑图 传统的 Boost 变换器的研究缺陷 和如何改良 ： 开通期间，二极管的反向恢复电流易使开关管通过浪涌电流，导致开通损耗并成为 EMI 源。 关断期间由于电路电感的作用造成了非常高的尖峰电压，所以形成关断 损耗并变成 EMI 源。 电压升压不可以太大，否则在电压较高输出时，开关管负担很高的电压。 普通的 Boost 电路造成电路很大损耗，严重的电磁干扰，可靠性不高，由于开关的频率持续升高，此现象会更加突出。 所以，在电路中必须解决此问题，最简单有效的方式是加上 RC 缓冲电路，但 RC 缓冲电路不能根本解决电路的开关损耗。 电压增益提高幅度与漏感和激磁电感的比值有关，漏感越大 ,电压增益也越高，也即 BFC 在克服反激变换器漏感问题的同时，利用变压器漏感提升了电压增益，这表明，同样的原边开关管电流应力，可以实现更大的输出功率；漏感还可以限 制二极管电流的变化率，改善变换器电磁兼容特性；另一方面，漏感变大也会导致开关管电压应力升高，次 Boost 变换器的输出电压和传统的 Boost 变换器输出电压是一样小，因此，可以使用低电压范围和低电阻 RDS(ON)的半导体场效应管（ MOSFET），大大降低了传导损耗。 实际电路中，应综合考虑器件应力、电压增益等因素合理设计变压器。 6 Flyback 电路工作原理 Flyback 主要用在 250W 以下的电路中，其中的变压器既有变压器的作用，也有电感的作用。 其有两种工作方式：一种转换方式就是完全能量，即电感断续电流工 作的状态；另一种转换方式是不完全能量，即电感连续电流工作状态。 工作过程：当导通MOS 管时，电源电流通过变压器的原边，原边电流增大，而副边因二极管 D1 的原因，电流大小为 0，变压器增加磁心磁感应强度，变压器储存能量；当关断 MOS 管时，原边电流很快降成 0，在反激作用下副边电流迅速增加到峰值，随后线性减小，此时原边由于关断开关管，电流为 0，变压器磁心磁感应强度减小，变压器放能。 SW 1 D 1C 1U 0U i 图 15 Flyback 电路拓扑图 传统的 Flyback 变换器的研究缺陷： 反激电路比较简单，所以在中小功率领域被广泛使用，通过对匝比调整，反激变压器能达到高电压的增益，但在低压输入高压输出应用场合变压器原边匝数很少，导致变压器的漏感其占激磁电感比例明显变大，漏感会令变换效率下降 ，也会造成开关管关断电压尖峰偏高，最严峻时会击穿开关管，因此应用反激变压器不容易高效率地传输能量。 输出电压会有较大的纹波 ,负载调整精度不高 ,因此输出功率受到限制 ,通常应用 150W 以下。 转换变压器在电流连续模式下工作时 ,有较大的直流分量 ,容易使磁芯饱和 ,所以必须在磁路中加入气隙 ,磁 力线在气隙附近会有散磁通，也就是漏磁，这部分散磁通会切割邻近的导线，从而改变了邻近导线的邻近效应，使得磁场分布发生改变，从而影响漏感，而且气隙也对漏感的影响较大。 变压器有直流电流成份 ,且同时会工作于 CCM/DCM 两种模式 ,故在设计变压器时较困难 ,反复调整次数较顺向式多 ,迭代过程较 繁琐。 Boostflyback 升压变换器在功率开关管和功率二极管两端的电压较低，而且电压增益比较高 ， Boostflyback 升压转换器的耦合电感是电路输出端得到更高的电压；输出侧的电容可以断开缓冲器，抑制电压峰值；低额定电压的 功率开关是用来减少输送损耗。 引入耦合电感、 Boost、 Boost 组合变换等可以实现利用变压器漏感能量，并实现开关管关断电压降低，针对本设计的参数要求， Boostflyback 变换器是最合适的变换器。 该变换器 Flyback 变换器变压器原边电感和 Boost 变换器电感共用， Flyback 变第 1 章 绪论 7 换器的开关管和 Boost 变换器开关管共用， Flyback 变换器的输出和 Boost 变换器的输出串联，变压器漏感能量能够回馈到 Boost 变换器的输出，从而获得高增益高效率特性。 电路具有结构简单、开关器件电压应力减少的 优点。 本文的研究内容及意义 非隔离型高增益直流变换器可以实现高增益、高效率的功率变换，在新能源发电，工矿照明等场合都有广泛的应用，具有重要的研究意义。 为了获得高增益、高效率的直流变换器，本文的主要研究内容如下： 第一章介绍了课题的研究背景、研究意义，讲述了非隔离型高增益直流变换器的研究现状、研究热点与方向。 第二章首先介绍了 Boostflyback 变换器的工作原理。 第三章对 Boostflyback变换器控制和主电路参数计算。 第四章对 Boostflyback 进行电路仿真，分析仿真结果与理论 计算对比。 第五章对全文进行了总结，并针对研究过程中存在的问题提出了工作展望。 第 2 章 Boostflyback 变换器 8 第 2 章 Boostflyback 变换器 变换器拓扑结构与工作过程 拓补结构及其工作原理 图 211 拓补结构 Boostflyback 升压变换器在功率开关管和功率二极管两端的电压较低，而且电压增益比较高， Boostflyback 升压转换器的耦合电感 使得 电路输出端得到更高的电压输出；输出侧的电容可以断开缓冲器，抑制电压峰值；低额定电压的功率开关是用来减少输送损耗。 引入耦合电感 、 Boost、 Boost 组合变换等可以实现利用变压器漏感能量，并实现开关管关断电压降低， 但拓扑和控制变得复杂。 本文基于 Boost 拓扑与反激拓扑的有机组合，研究一种新的高升压比、高效 Boostflyback(BoostflybackConventer ,BFC) 变换器拓扑。 Boost 与 Flyback 变换器输入级具有相同的结构，将两个变换器的输入级共用、输出级串联则构成了 BFC，中 Lp、 Ls 和 Lk分别为变压器的激磁电感和漏感， NP 和 NS分别为变压器原副边绕组，且 NS:NP=n。 BFC 中， D1 相当 于 Flyback 变换器的输出二极管，D1 相当于 Boost 变换器的输出二极管，与反激变换器类似，通过改变变压器匝比可以提高输出电压增益， D1 实现了主开关管的电压钳位，同时将变压器漏感能量传输到了输出侧。 采用输入并联输出串联结构可以进一步提高输出电压增益，同时减小输出电容的电压应力，减小输入输出电压或电流纹波，且有利于减小每个变压器的功率等级 ，改善器件电压应力。 9 D1C1D2C2R1D CsD3 图 212 Boostflyback 拓扑图 Boostflyback 变换器的优点： Boost 环节与反激环节输入支路共用，零电压开关管开通，零电流关断二极管，二极管的反向恢复问题就不存在了，其变换的效率也极高。 Boost— flyback 采用串联结构的变换器输出端，提升了输出的电压其增益，变换器采用两路并联输入输出串联的方案，更大的提高了变换器其电压的增益，同时减弱了器件的应力、减弱了输出输入电流或电压的纹波，对于具有反激电路的变换器，一样的关开管电流应力，得以实现更高的功率输出。 拓扑也非常简洁，功率的密度不高，成本也大大降低。 DCM 模式下工作的变换器，开环模 式也可以控制输出的功率，除此以外，开关管共地驱动，所以驱动、控制十分简单。 拓扑工作过程分析 在进行具体的工程计算之前，先在理想状态下分析电路工作原理。 理想假设如下： (1)变换器以工作在稳定状态； (2)滤波电感足够大，以保证在功率开关的一个周期中，其电流基本不变； (3)电路中所有元器件均为理想器件。 根据波形图，可以把电路的一个工作周期分为 4 个模态。 下面具体对四个模态进行分析，从而进一步了解其工作的具体过程和原理。 设计电路时，首先对于变压器电感的量应该明确。 临界连 续的电流决定电感值。 临界连续时，在晶体管关断瞬时，次级电流刚好下降到零。 临界的连续是特例的连续。 安匝恒频的连续模式的反激变换器电流输出降低就会进入断续模式。 断续模式的下一级电流维持时间短于开关管的截止时间。 零电流导通晶体管，二极管输出整流并且零电流关断。 和连续模式对照，功率开关管的关断电流比连续模式电流大出多倍，关断变换器的损耗增加，同时漏感引起功率损耗也会加大。 第 2 章 Boostflyback 变换器 10 图 213 电流 连续波形 (波形 a)、和 电流 临界连续波形 (b)和 电流 断续波形 (c) 变换器工作过程分析如下： 阶段 1[t0， t1] t0起始时刻 S已稳定导通闭合， D1反向截止断开， D2反向截止断开， C C2电压相等。 在此阶段，反激电感的电流持续上升直至 t1时升到峰值，存储的能量增加到最大值，同时次级二极管被放置在反激式变换器 D1偏置反向， Boost的续流二极管 D2关断。 输出电容存储的能量供电给负载 (S导通 ， D D2关断 )。 如图 [t0,t1]。 C1C2R1D CsD3 图 2 1 4 [t0 ,t1 ] 11 阶段 2[t1 ， t2 ] t1时刻 ,信号控制作用 S关断，两 个途径传递电感能量传递给负载：部分储能经过反激电感传递能量给次级传递；另一部分能量通过电感漏感和续流二极管串联向负载供电 (S关断， D D2导通 )。 如图 215 [t1,t2]。 C2R1D CC1 图 215 [t1,t2] 阶段 3 [t2， t3] 该阶段，电感副边电压不足驱动二极管导通， D1二极管关断，电感中的能量和电源继续经 D2电路向负载供电，直至 S重新导通。 到这一阶段， 电路完成一个工作周期。 也就是此阶段末尾，开关管 S又重新导通开始下一个工作周期。 如图216[t2,t3]。 C1C2R1D C 图 216[t2,t3] Boost DCDC 变换器模型 从本质上来说， Boost 变换器在电感充电的过程中，同 Boost 变换器开通过程一样。 当开关控制关闭，开关管导通提供回路共电感放电。 虽然需要更多的元件和额外的开关逻辑时序，但是该拓扑提高了工作效率，更快的开关导通时间，与二极管相比更低的 场效应晶体管 串联电阻。 一个平均电路模型可以表示的寄生电阻效应升压转换器。 在第 2 章 Boostflyback 变换器 12 里面，一个非线性大信号模型实际的开关元件可以得到。 此模型是用于电压的设计和分析有用和电流回路和用于输入和输出阻抗该转换器平均电流控制。 采用直流和小信号电路模型，包括寄生分量导出的方程为直流电压增益和效率。 以恒定频率以及控制稳态分析策略在可变频率模式的变形回扫变换器。 升压转换器单元的电流共享特性已被来自用于解析表达式稳态运行。 由采用耦合电感，一个集成的升压，反激转换器与高电压增益，提出了高效率、高电压升压转换器的增益，其中的操作类似于其对应与的有源 钳位电路，只有一个二极管代替活跃的电源开关。 LDCSD 1C R LD 2 图 22 Boost 变换器结构图 Boost 拓扑电路 , 可以分别写出 Boost 变换器开通和关断状态方程。 因为每一个开关周期都是非常短暂的 , 所以我们在一个开关周期内用空间状态平均法来综合两个阶段的方程 , 可得到一个有关输出电压和开关频率的非线性状态方程。 Boost DCDC变换器结构图见图 22。 用状态空间平均模型来描述同步 DCDC Boost 变换器 ，有： )()()( )()( ttVtd tditv gLo  (21) Rtvtidt tdvC oLo )()()(  (22) 其中 L 为电感感值， C 为电容容值， R 为负载电阻， )(tVg 输入电压， tiL 电感电流， tvo输出电压， )。