具有zvs的dc-dc升压变换器分析与设计_毕业设计论文(编辑修改稿)

具有zvs的dc-dc升压变换器分析与设计_毕业设计论文(编辑修改稿)内容摘要：

主拓扑结构的确定 由于传统正激升压变换器的存在如下典型缺点： （ 1）输出电压电流纹波较大； （ 2）变压器原、副边存在电压过冲与震荡； （ 3）大电流输 入时变换器效率较低。 从解决传统正激升压变换器中存在的典型缺陷入手改进其拓扑结构，最终确定具有 ZVS 的升压变换器。 6 具有 ZVS 升压变换器主电路 PSpice 仿真验证 众所周知，由于 PSpice 仿真 软件 在 收敛性 、准确性和快速性上有着优良的表现，使其成为模拟电路仿真时最常用的仿真软件。 因此，本次课题研究决定采用 PSpice 对文中提出的改进型升压 DCDC 变换器主电路拓扑进行仿真， 观测重要波形，并与理论分析波形和实验样机波形进行对比分析，初步 验证该拓扑理论分析的正确性，并根据仿真结果对所选参数进行校正。 具有 ZVS 升压变换器总体结构设计 （ 1） 本次 课题研究 设计 的 变换器实验样机 初步决定采用 数字控制方式，控制 核心 采用美国德州仪器公司（ TI）生产的定点 DSP 芯片 TMS320F2812 为控制芯片。 由于 DSP 的驱动信号为 3V 输出的 PWM 信号，并且带载能力很弱，因此必须设计独立的驱动电路，以 DSP 输出信号作为输入信号，并且输出 5V~15V的驱动信号。 （ 2）由于本次设计的变换器是升压变换器，当电路需要达到一定的功率等级时，输入电路必然会很大，这就会给电路中的元器件带来潜在的危害，因此为了保证变换器的安全可靠 性，输入过流保护电路的设计是非常必要的。 （ 3）升压变换器对直流电压输出有着最直观的要求 ， 同时因为本次课题研究基于两级式光伏发电系统，第一级 DCDC 变换器的输出要作为第二级 DCAC逆变并网电路的输入，因此一旦直流环节输出过压，将对逆变环节造成严重的影响，并在最终给整个发电系统带来难以预计的损坏。 因此，直流升压环节亦应该拥有输出过压保护电路。 （ 4）一旦输入过流保护与输出过压保护检测电流设计完成，保护电路执行环节的设计就应该紧随其后的开始了。 初步决定采用软硬件的双重保护电路：保护 信号给 DSP 芯片，当 DSP 芯片接到电路电压 电流 异常信号时输出控制动作 ，一方面封锁所有 PWM 驱动信号，另一方面控制断开 串接在直流母线上的 电磁继电器常闭触点， 从而 实现 软硬件双重 保护。 （ 5） ZVS 软开关技术可以降低甚至消除开关管的开关损耗，从而实现DCDC 变换器的高效率要求。 查阅文献可知，对于交错并联双管正激变换器而言，实现 ZVS 最常用的方法是对开关管的 PWM 驱动信号进行改进，采用特殊的控制方法并利用拓扑结构的特殊性来完成每个开关管的 ZVS 开通与关断。 国内目前使用最多的两种驱动方法均基于传统移相控制法，一种是在变压器二次侧增加谐振电感 后使用传统移相控制，而另一种则是对移相控制稍作改变，即令同一组开关管同时关断但不同时开通。 虽然前者操作简单并且不用改变控制策略，但是实验表明 ， 变换器副边谐振电感 会使得 变换器存在占空比丢失，并且 这种现象 随谐振电感和负载的增大而愈发明显 [15]。 因此，本次课题研究将以同时关断但 7 不同时开通的移相控制法为基础，通过对国内外文献的查阅，将其改进来满足两级式光伏发电系统的特殊要求。 制作实验样机并完成相关功能验证 根据主电路、控制电路、检测电路和保护电路等的配置方案，在仿真 验证 无误的前提下， 开始进行 变换器原理 样机 的搭建。 初步设定实验样机的技术指标如下： 直流输入电压： 12V（ 10V14V）； 额定 输出电压： 48V； 额定输出电流： 5A； 电压调整率： 1%； 电流调整率： 1%； 纹波系数： 1%。 开关频率： 50kHz； 变换器效率： 85%。 完成样机制作之后，开始对实验样机进行调试，观察关键元器件上的电压电流波形，并将其与理论波形对比，验证理论分析的正确性。 最终，测试并完善样机系统的性能指标，完成课题研究。 8 第 2 章 具有 ZVS 升压变换器工作原理 主拓扑结构的确定 （ 1）针对输出电压电流纹波较 大这一缺陷，采用双路双管正激变换器交错并联的拓扑结构予以解决，这种拓扑结构已经发展成熟，并广泛应用于中等功率场合。 同时，为了充分利用变压器铁芯，提高变压器磁芯的利用率，决定令两路变换器共用一个高频变压器。 另外， 为了降低变压器的制作难度，舍弃变压器副边中心抽头，并将变压器副边改造为全桥整流的拓扑结构。 同时， 为了抑制DCDC 变换器输出整流桥的寄生震荡， 经 查阅相关文献资料 ， 对变压器二次 侧每个二极管加入 RC 缓冲电路。 再次改造后的变换器拓扑结构如图 21 所示： Vi nQ1Cf R+Q2Q3Q4D1D3D2D4Ll k 1Ll k 2L1L2L3DR 1D R 4DR 2D R 3VoL 图 21 交错并联双管正激变换器 （ 2） 对于变压器原边的 电压过冲， 尤其是 开关管在关断瞬间由于变压器漏感所产生的尖峰电压 ， 采用 LCD 无损缓冲电路来抑制 [1619]。 融入了 LCD 缓冲电路的双管正激交错并联升压变换器 可以抑制 的拓扑结构如图 22 所示： V i nQ1CfR+Q2Q3Q4D1D3D2D4Ll k 1Ll k 2Lr 1D5Lr 2D7D6D 8Cr 1Cr 2L1L2L3Cd s 1C d s 3C d s 2Cd s 4DR 1DR 4DR 2DR 3VoL 图 22 采用 LCD 缓冲电路的改进型交错并联双管正激变换器 9 （ 3） 对于普通的硬开关，开通和关断的过程中会出现电压电流均不为零的重叠现象，因此会产生明显的开关损耗，而且电压和电流变化的速度很快，波形会 出现明显的过冲，还会产生严重的开关噪声。 随着人们对于变换器高效率与高功率密度的追求，零电压软开关技术的引入就是为了解决 上述问题而引出的。 通常情况下，零电压（ ZVS）工作原理为，在开关过程中引入谐振，使开关在导通前电压先降为零，从而消除电流电压的重叠现象，同时，谐振过程也限制了开关过程中电压 和电流 的变化率，使得开关损耗和开关噪声得到明显的减小，甚至消除 [20]。 近年来随着国内外学者们的不断努力，双管正激变换器不易实现 ZVS 的问题正在逐渐被解决。 通过查阅文献得知，对于交错并联双管正激变换器而言，电路中的 ZVS 通常是通过采用移相控制技术并利用开关管的结电容和变压器漏感的谐振实现开关管的零电压开关的。 同时，变压器原边的 LCD 缓冲网 络除了解决一次侧电压过冲这个问题外，还能够辅助储能从而促进这种变换器 ZVS 的实现，可谓一举两得 [21]。 最终确定的 ZVS 升压变换器如图 23 所示： V i nQ1CfR+Q2Q3Q4D1D3D2D4Ll k 1Ll k 2Lr 1D5Lr 2D7D6D 8Cr 1Cr 2L1L2L3Cd s 1C d s 3Cd s 2Cd s 4DR 1DR 4DR 2DR 3V oL 图 23 采用 LCD 缓冲电路的改进型 ZVS 升压 DCDC 变换器 工作模态分析 （ 1） 电路 中只用 了 LCD 缓冲 网络来 实现软开关，而我们期望利用开关管的结电容和变压器漏感的谐振实现开关管的零电压开关，因此我们必须选择结电容较大的开关管，这也是本次课题研究中功率管使用 的原因。 最后， 10 通过深入地原理分析与仿真验证，提出一种全新的移相控制策略 [20]来驱动该改进型升压变换器，从而实现该变换器的软开关过程。 0tQ2Q1Q4Q3v g s 2 ,4v g s 1 ,3θt 图 24 移相控制策略 如图 24 所示， 其中 θ 为移相角，调节移相角是调节输出电压的一种途径。 Q1 和 Q3 互补导通， Q2 和 Q4 互补导通， Q1 和 Q3 相对 Q2 和 Q4 移相工作，滞后 Q2 和 Q4 一定的相位，因此定义 Q2 和 Q4 为超前管， Q1 和 Q3 为滞后管。 该控制方法为每个开关管软开通 和 软关断过程争取了足够的时间。 最终，结合上述移相控制后，本次课题 研究确定的采用 LCD 缓冲电路的ZVS 交错并联双管正激升压变换 器即为图 23 所 示的拓扑结构。 （ 2）采用 LCD 缓冲电路的 ZVS 交错并联双管正激升压变换器工作模态分析： 为了简化工作模态分析，在分析采用 LCD 缓冲电路的 ZVS 改进型交错并联双管正激升压 DCDC 变换器的工作原理及工作模态之前，做如下假设： 1）所有开关管、二极管、电感、电容和变压器均为理想元器件； 2） 电容值 Cds1=Cds2=Cds3=Cds4=Cds， Cr1=Cr2=Cr， 电感值 Lr1=Lr2=Lr， L1=L2，漏感 值 Llk1=Llk2=Llk； 3）输出滤波电感足够大，可理想认为输出为一个恒流源 Io； 4）输出滤波电容足够大，当功率管工作占空比稳定不变，电路中任何元器件参数不发生变化时可理想认为输出电压恒定不变为 Vo； 5）输入直流电压 Vin 理想恒定不变； 6）变压器变比为 K，且保持恒定不变； 同时，为了方便叙述工作模态理论分析，作如下定义： 1）变压器原边绕组 L1 存在的双管正激变换器为正激变换器 1，原边绕组 L2存在的双管正激变换器为正激变换器 2； 2）流入原边绕组 L1 同名端的电流方向为正方向，原边绕组 L1 同名端电位高于异名端电位时，称原边绕组 L1 上的电压为正； 3）流入原边绕组 L2 异名端的电流方向为 正方向，原边绕组 L2 异名端电位高于同名端电位时，称原边绕组 L2 上的电压为正； 4）流出副边绕组 L3 同名端的电流方向为正方向，副边绕组 L3 同名端电位高于异名端电位时，称副边绕组 L3 上的电压为正； 11 000ttttttQ2Q1Q4Q3vg s 2 , 4vg s 1 , 3tt00000ttttt0000vd s 2vd s 1vd s 4vd s 3iL 1iL 2vL 3iD 6vL 1iL 3t0t1t2t3t4t5t6t7t8t9t1 0t1 1t1 2Vi nVi nIo/ K + ImIoVi nVi n/ KVi n/ 2Vi n/ 2Vi nIm 图 25 采用 LCD 缓冲电路的 ZVS 改进型交错并联双管正激变换器理论分析工作波形 12 开关模态 1[t0， t1] V i nQ1Cf R+Q2Q3Q4D1D3D2D4Ll k 1Ll k 2Lr 1D5L r 2D7D6D8Cr1Cr 2L1L2L3Cd s 1Cd s 3Cd sCd s 4DR 1DR 4DR 2DR 3V oL2 图 26 工作模态 1 等效电路图 工作模态 1 中， t0 时刻之前，开关管 Q1 与 Q2 已经开通，变压器原边绕组 L1在输入直流电压 Vin 作用下充电，变压器原边绕组 L1 的电流 iL1 线性增长。 由于负载侧等效为电流源 Io，则在 t0 时刻，电流 iL3 上升至 Io，电流 iL1 上升至 Io/K+Im，并且在 t1 时刻到来前保持恒定，其中 Im 为励磁电流。 该模态中，由于变压器原边共用同一铁芯，因此此时原边绕组 L2 上的电压 vL2(t)=vL1(t)=Vin，副边绕组 L3上的电压 vL3(t)=vL1(t)/K=Vin/K，则 vds3(t)=vds4(t)=Vin。 开关模态 2[t1， t2] V i nQ1Cf R+Q 2D1D2Ll k 1Lr 1D5D6Cr 1L1L3Cd s 1Cd s 2DR 1DR 4DR 2D R 3V o。