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中吸收最大功率。 2） 行波状态时传输线的传输效率最高。 因反射波带回的能量和入射波一样 会在传输线中 产生损耗，固有反射时的损耗功率增大，传输效率低。 3） 行波状态时传输线功率容量最大。 因在驻波状态时，沿线的高频电场分 布出现波腹，波腹处的电场比传输同样功率时的行波电场高得多，因此容易发生击穿，从而限制了功率容量。 匹配方法 阻抗匹配的方法有二：一是在不匹配系统中适当加入无功元件
是噪声系数不管是在低频条件还是高频条件它的值都是不满足我们的要求的。 图（ c）方案适合于宽带 的 放大， 不足之处 是在与 其他 相同噪声性能 不同形式 结构 的 放大器进行比较，它的功耗 还是 偏大，如果是在 我们设计 低噪声放大器中， 用到的 电阻 相对较 多，不适用 于 CMOS 技术。 图（ d）中所看到的是 MOS 管的源极采用的源极是采用电感负反馈式，与 MOS
，输入匹配网络一般为获得最小噪声而设计为接近最佳噪声匹配网络而不是最佳功率匹配网络，而输出匹配网络一般是为获得最大功率和最低驻波比而设计，所以，低噪声放大器的输入端总是存在某种 失配。 这种失配在某些情况下会使系统不稳定，一般情况下，为了减小放大器输入端失配所引起的端口反射对系统的影响，可用插损很小的隔离器等其他措施来解决。 反射 系数 由式 (3)可知，当 Γs = Γopt 时
第 7 页 共 43 页 gg3 微带发夹型带通滤波器的设计实例及过程 ]19[ 器设计指标要求 （ 1） 中心频率 ： GHz； （ 2） 带宽 200 MHz； （ 3） 通带波纹 3dB； （ 4） 在频率 . 和 处， 频率 衰减 ≥20dB； （ 5） 输入输出特性阻抗为 50Ω。 在 GHz时的 微带线 参数为 : （ 1） 介电常数 rε ； （ 2） 基板厚度 10h
助 ALTERA 公司的 FPGA 器件和 0UARTus 2软件对设计进行仿真验证，测试结果完全能满足系统设计要求。 FPGA 是一种高密度的可编程逻辑器件，但它大部分 是基于 SRAM 编程，在编程时数据信息在系统断电时会丢失，其编程信息存放于外部存储器上，且使用方法复杂，保密性差。 综合上述方法的比较，利用 ADS 软件进行设计比较好。 基于 ADS 的微带耦合滤波器设计 5 第二章
=c4∆f ()由上式可看出，固定误差∆R 与调制频偏∆f 成反比。 ∆f =1MHZ时，∆R1 =150m。 当取∆f =10MHZ时， ∆R1 =15m。 此时也验证了探测系统的最小作用距离与系统固定误差是基本一致的。 (b)在系统允许的条件下适当增大系统频偏由上面的计算可知，为减小固定误差，希望增大系统频偏。 对于实际的调频探测系统，增大频偏将受到多方面因素的限制。 一般在工程实现时
s= Ohm， Lg= nH，其余的： Ld， Ls， Cpd， Cpg，和 Cpdg 的值都为零。 和偏置相关的本征元件的计算方法如下： gm=Re(Y21) () Gd=Re(Y21) () Cgd=Im(Y12) () Cgs=Im(Y11+Y12)D/ω () Cds= Im(Y11+Y12)/ω () Ri=Re(Y11)D/(ω 178。 Cgs178。 ) () τ
ll (27) 反射系数 放射系数是端口输入电压与输出电压的比值， 表达公式为： = uu (28) 当Γ s = Γ opt 时，放大器的噪声系数最小， NF=NFmin ，但此时从功率传输的角度来看，输入端是失配的，所以放大器的功率增益会降低，但有些 时候为了获得最小噪声，适当的牺牲一些增益也低噪声放大器设计中经常采用的一种 办法。 放大器的动态范围（ IIP3）
程就是一个直流仿真的过程，因此模板中的仿真控制器为直流仿真控制器，而扫描的变量是 BJT的 CE 极电压 VCE 和 B极电流 IBB。 图 33 （ 4）单击工具栏中的 Display Component Library List,打开 元件库 ，图 34。 图 34 (5)在 Component 上栏的 Serch 中 ,输入 41511。 (6)回车查找结束后可以看到这种晶体管的不同模型
/ 2 图 奇模激励 由偶 模激励可知，对称面两端输入信号相等，对称面相当于开路，取对称面左半平面进行研究得： 11 2eeab （ 23） 其中 e 为偶模激励下的反射系数，由面对称网络的对称性可得右半平面： 12 2eeab （ 24） 由奇模激励可知，对称面两端输入信号相反，对称面相当于短路，取对称面左半平面进行研究得： 11 2ooab （ 25） 其中 o